CN103109482A - 信号生成方法及信号生成装置 - Google Patents

Abstract

一种发送方法，以同一频率同时发送第1调制信号和第2调制信号，通过对两个信号使用固定的预编码矩阵进行预编码，规则地切换第1调制信号或者第2调制信号至少一个的相位并发送，来在接收装置中提高数据的接收品质。

Description

信号生成方法及信号生成装置

技术领域

（与相关申请有关的参考）在2011年2月18日提出的日本专利申请2011-033771号、2011年3月9日提出的日本专利申请2011-051842号、2011年4月19日提出的日本专利申请2011-093544号、及2011年4月28日提出的日本专利申请2011-102101号中包含的权利要求、说明书、附图及说明书摘要的公开内容全部被引用于本申请中。

本发明尤其涉及进行使用了多天线（multi-antenna）的通信的发送装置及接收装置。

背景技术

以往，作为使用多天线的通信方法，例如有被称为MIMO（Multiple-Input Multiple-Output）的通信方法。在以MIMO为代表的多天线通信中，通过分别对多个系列的发送数据进行调制，并从不同的天线同时发送各调制信号，来提高数据的通信速度。

图23表示发送天线数为2、接收天线数为2、发送调制信号（发送流）数为2时的收发装置的结构的一例。在发送装置中，对编码后的数据进行交错，对交错后的数据进行调制，并进行频率替换等，从而生成发送信号，发送信号被从天线发送。此时，从发送天线在同一时刻按同一频率分别发送不同的调制信号的方式是空间复用MIMO方式。

此时，在专利文献1中提出了一种在每个发送天线中具备不同的交错模式的发送装置。也就是说，在图23的发送装置中2个交错器（πa、πb）具有相互不同的交错模式。而且，在接收装置中，如非专利文献1、非专利文献2所示，通过反复进行利用软值的检波方法（图23中的MIMO detector），来提高接收品质。

可是，作为无线通信中的实际传播环境的模型，存在以瑞利衰落环境为代表的NLOS（non-line of sight）环境和以莱斯衰落环境为代表的LOS（line of sight）环境。在发送装置中发送单个调制信号，在接收装置中对由多个接收天线接收到的信号进行最大比合成、并对最大比合成后的信号进行解调及解码的情况下，在LOS环境、特别是表示直接波的接收功率相对于散射波的接收功率的的大小的莱斯因子较大的环境下，能够获得良好的接收品质。但是，根据传输方式（例如空间复用MIMO传输方式）的不同，会产生若莱斯因子增大则接收品质劣化的问题。（参见非专利文献3）

图24（A）（B）表示，在瑞利衰落环境及莱斯因子K＝3、10、16dB的莱斯衰落环境下，对LDPC（low-density parity-check）编码后的数据进行了2×2（2天线发送、2天线接收）空间复用MIMO传输的情况下的BER（Bit Error Rate）特性（纵轴：BER，横轴：SNR（signal-to-noise powerratio））的模拟结果的一例。图24（A）表示，不进行反复检波的Max-log-APP（参见非专利文献1、非专利文献2）（APP：a posterior probability））的BER特性，图24（B）表示，进行反复检波后的Max-log-APP（参见非专利文献1、非专利文献2）（反复次数为5次）的BER特性。从图24（A）（B）可知，无论是否进行反复检波，在空间复用MIMO系统中，都能够确认到若莱斯因子增大则接收品质变坏的情况。由此可知，具有“在空间复用MIMO系统中，在传播环境变得稳定时接收品质变坏”这样的、在以往的发送单个调制信号的系统中不存在的空间复用MIMO系统固有的课题。

广播或多播通信是必须适应各种各样的传播环境的服务，用户持有的接收机和广播站之间的电波传播环境当然有可能是LOS环境。将具有上述课题的空间复用MIMO系统应用到广播或多播通信中时，在接收机中电波的接收电场强度较高，但是可能产生因接收品质的劣化而无法接受服务的现象。也就是说，为了在广播或多播通信中采用空间复用MIMO系统，期望在NLOS环境及LOS环境的任一个的情况下，都获得一定程度的接收品质的MIMO传输方式的开发。

在非专利文献8中，阐述了从来自通信对象的反馈信息中选择用于预编码的码本（预编码矩阵（也称为预编码权重矩阵））的方法，但是如上所述，像广播或多播通信那样，在无法得到来自通信对象的反馈信息的状况下进行预编码的方法，却完全没有记述。

另一方面，在非专利文献4中，阐述了在没有反馈信息时也能够应用的、随着时间来切换预编码矩阵的方法。在该文献中，阐述了作为用于预编码的矩阵而使用酉矩阵、并且随机切换酉矩阵的方法，但是对于上述的对于LOS环境下的接收品质的劣化的应用方法却完全没有记述，仅记述了随机切换。当然，完全没有记载用于改善LOS环境的接收品质的劣化的预编码方法以及预编码矩阵的构成方法。

在先技术文献

专利文献1：国际公开第2005/050885号

非专利文献1：“Achieving near-capacity on a multiple-antennachannel”IEEE Transaction on communications，vol.51，no.3，pp.389-399，March2003.

非专利文献2：“Performance analysis and design optimization ofLDPC-coded MIMO OFDM systems”IEEE Trans.Signal Processing.，vol.52，no.2，pp.348-361，Feb.2004.

非专利文献3：“BER performance evaluation in2x2MIMO spatialmultiplexing systems under Rician fading channels，”IEICE Trans.Fundamentals，vol.E91-A，no.10，pp.2798-2807，Oct.2008.

非专利文献4：“Turbo space-time codes with time varying lineartransformations，”IEEE Trans.Wireless communications，vol.6，no.2，pp.486-493，Feb.2007.

非专利文献5：“Likelihood function for QR-MLD suitable forsoft-decision turbo decoding and its performance，”IEICE Trans.Commun.，vol.E88-B，no.1，pp.47-57，Jan.2004.

非专利文献6：“Shannon限界への道標：“Paral lel concatenated（Turbo）coding”，“Turbo（iterative）decoding”とその周辺”電子情報通信学会、信学技法IT98-51

非专利文献7：“Advanced signal processing for PLCs：Wavelet-OFDM，”Proc.of IEEE International symposium on ISPLC2008，pp.187-192，2008.

非专利文献8：D.J.Love，and R.W.heath，Jr.，“Limitedfeedback unitary precoding for spatial multiplexing systems，”IEEETrans.Inf.Theory，vol.51，no.8，pp.2967-1976，Aug.2005.

非专利文献9：DVB Document A122，Framing structure，channelcoding and modulation for a second generation digital terrestrialtelevision broadcasting system（DVB-T2），June2008.

非专利文献10：L.Vangelista，N.Benvenuto，and S.Tomasin，“Key technologies for next-generation terrestrial digitaltelevision standard DVB-T2，”IEEE Commun.Magazine，vo.47，no.10，pp.146-153，Oct.2009.

非专利文献11：T.Ohgane，T.Nishimura，and Y.Ogawa，“Application of space division multiplexing and those performancein a MIMO channel，”IEICE Trans.Commun.，vo.88-B，no.5，pp.1843-1851，May2005.

非专利文献12：R.G.Gallager，“Low-density parity-checkcodes，”IRE Trans.Inform.Theory，IT-8，pp-21-28，1962.

非专利文献13：D.J.C.Mackay，“Good error-correcting codesbased on very sparse matrices，”IEEE Trans.Inform.Theory，vol.45，no.2，pp399-431，March1999.

非专利文献14：ETSI EN302307，“Second generation framingstructure，channel coding and modulation systems for broadcasting，interactive services，news gathering and other broadband satelliteapplications，“v.1.1.2，June2006.

非专利文献15：Y.-L.Ueng，and C.-C.Cheng，“a fast-convergencedecoding method and memory-efficient VLSI decoder architecture forirregular LDPC codes in the IEEE802.16e standards，”IEEE VTC-2007Fall，pp.1255-1259.

非专利文献16：S.M.Alamouti、“A simple transmit diversitytechnique for wireless communications，”IEEE J.Select.AreasCommun.，vol.16，no.8，pp.1451-1458，Oct1998.

非专利文献17：V.Tarokh，H.Jafrkhani，and A.R.Calderbank、“Space-time block coding for wireless communications：Performanceresults、”IEEE J.Select.Areas Commun.，vol.17，no.3，no.3，pp.451―460，March1999.

发明内容

本发明的目的在于，提供一种能够改善LOS环境下的接收品质的MIMO系统。

本发明所涉及的信号生成方法用来从多个基带信号生成以同一频带且同一时刻发送的多个信号，其特征为，对于从第1多个比特所生成的第1基带信号s1和从第2多个比特所生成的第2基带信号s2的双方执行相位变更，生成相位变更后的第1基带信号s1'和相位变更后的第2基带信号s2'，将上述相位变更后的第1基带信号s1'放大u倍，将上述相位变更后的第2基带信号s2'放大v倍，u和v是相互不同的实数，对将上述相位变更后的第1基带信号s1'放大u倍后的信号和将上述相位变更后的第2基带信号s2'放大v倍后的信号，实施依据规定矩阵F的加权合成，生成第1加权合成信号z1和第2加权合成信号z2，来作为以上述同一频带且同一时刻发送的多个信号，上述第1加权合成信号z1及上述第2加权合成信号z2满足（z1、z2）^T＝F（u×s1'，v×s2'）^T，对上述放大u倍后的第1基带信号s1及上述放大v倍后的第2基带信号s2实施的相位变更量分别是一边切换N个相位变更量的候选一边选择出的一个相位变更量，上述N个相位变更量的各自在规定的期间内至少被选择一次。

另外，本发明所涉及的信号生成装置用来从多个基带信号生成以同一频带且同一时刻发送的多个信号，其特征为，具备：相位变更部，对从第1多个比特所生成的第1基带信号s1和从第2多个比特所生成的第2基带信号s2的双方执行相位变更，生成相位变更后的第1基带信号s1'和相位变更后的第2基带信号s2'；功率变更部，将上述相位变更后的第1基带信号s1'放大u倍，将上述相位变更后的第2基带信号s2'放大v倍，u和v是相互不同的实数；加权合成部，对于将上述相位变更后的第1基带信号s1'放大u倍后的信号和将上述相位变更后的第2基带信号s2'放大v倍后的信号，实施依据规定矩阵F的加权合成，生成第1加权合成信号z1和第2加权合成信号z2，来作为以上述同一频带且同一时刻发送的多个信号；上述第1加权合成信号z1及上述第2加权合成信号z2满足（z1、z2）^T＝F（u×s1'，v×s2'）^T，对上述放大u倍后的第1基带信号s1及上述放大v倍后的第2基带信号s2实施的相位变更量分别是一边切换N个相位变更量的候选一边选择出的一个相位变更量，上述N个相位变更量的候选的各自在规定的期间内至少被选择一次。

这样，根据本发明，能够提供改善LOS环境下的接收品质的劣化的信号生成方法、信号生成装置，所以能够在广播或多播通信中对预想内的用户提供品质较高的服务。

附图说明

图1是空间复用MIMO传输系统中的收发装置的结构例。

图2是帧结构的一例。

图3是应用相位变更方法时的发送装置的结构例。

图4是应用相位变更方法时的发送装置的结构例。

图5是帧结构的例子。

图6是相位变更方法的例子。

图7是接收装置的结构例。

图8是接收装置的信号处理部的结构例。

图9是接收装置的信号处理部的结构例。

图10是解码处理方法。

图11是接收状态的例子。

图12是应用相位变更方法时的发送装置的结构例。

图13是应用相位变更方法时的发送装置的结构例。

图14是帧结构的例子。

图15是帧结构的例子。

图16是帧结构的例子。

图17是帧结构的例子。

图18是帧结构的例子。

图19是映射方法的一例。

图20是映射方法的一例。

图21是加权合成部的结构例。

图22是码元的排序方法一例。

图23是空间复用MIMO传输系统中的收发装置的结构例。

图24是BER特性例。

图25是相位变更方法的例子。

图26是相位变更方法的例子。

图27是相位变更方法的例子。

图28是相位变更方法的例子。

图29是相位变更方法的例子。

图30是能够获得较高的接收品质的调制信号的码元配置例。

图31是能够获得较高的接收品质的调制信号的帧结构例。

图32是能够获得较高的接收品质的调制信号的码元配置例。

图33是能够获得较高的接收品质的调制信号的码元配置例。

图34是使用块码时的1个编码后的块所需要的码元数、时隙数的变化例。

图35是使用块码时的2个编码后的块所需要的码元数、时隙数的变化例。

图36是数字广播用系统的整体结构图。

图37是表示接收机结构例的框图。

图38是表示多路复用数据的结构的图。

图39是示意地表示各流在多路复用数据中如何被多路复用的图。

图40是表示在PES数据包列中视频流如何被存储的详细图。

图41是表示多路复用数据中的TS数据包和源数据包的结构的图。

图42是表示PMT的数据结构的图。

图43是表示多路复用数据信息的内部结构的图。

图44是表示流属性信息的内部结构的图。

图45是影像显示、声音输出装置的结构图。

图46是通信系统的结构一例。

图47是能够获得较高的接收品质的调制信号的码元配置例。

图48是能够获得较高的接收品质的调制信号的码元配置例。

图49是能够获得较高的接收品质的调制信号的码元配置例。

图50是能够获得较高的接收品质的调制信号的码元配置例。

图51是发送装置的结构例。

图52是发送装置的结构例。

图53是发送装置的结构例。

图54是发送装置的结构例。

图55是表示基带信号替换部的图。

图56是发送装置的结构例。

图57是分配部的动作的一例。

图58是分配部的动作的另一例。

图59是表示基站及终端的关系的通信系统的一例。

图60是发送信号的频率分配的一例。

图61是发送信号的频率分配的一例。

图62是表示基站、中继器和终端的关系的通信系统的一例。

图63是来自基站的发送信号的频率分配的一例。

图64是来自中继器的发送信号的频率分配的一例。

图65是中继器的接收部和发送部的结构的一例。

图66是基站发送的信号的数据格式的一例。

图67是发送装置的结构例。

图68是表示基带信号替换部的附图。

图69是加权、基带信号的替换及相位变更方法的一例。

图70是采用OFDM方式的发送装置的结构例。

图71是帧结构的例子。

图72是与调制方式相应的时隙数和相位变更值的例子。

图73是与调制方式相应的时隙数和相位变更值的例子。

图74是DVB-T2标准中的广播站发送的信号的帧结构的概要。

图75是在同一时刻存在2种以上信号的例子。

图76是发送装置的结构例。

图77是帧结构的例子。

图78是帧结构的例子。

图79是帧结构的例子。

图80是I-Q平面上的16QAM的情况下的信号点配置例。

图81是I-Q平面上的QPSK的情况下的信号点配置例。

图82是示意地表示接收装置所取得的对数似然比的绝对值的例子。

图83是接收装置取得的对数似然比的绝对值的最佳例。

图84是与加权合成部相关的信号处理部的结构例。

图85是与加权合成部相关的信号处理部的结构例。

图86是I-Q平面上的64QAM的情况下的信号点配置例。

图87是每一时间的调制方式、功率变更值及相位变更值的设定例。

图88是每一时间的调制方式、功率变更值及相位变更值的设定例。

图89是与加权合成部相关的信号处理部的结构例。

图90是与加权合成部相关的信号处理部的结构例。

图91是每一时间的调制方式、功率变更值及相位变更值的设定例。

图92是每一时间的调制方式、功率变更值及相位变更值的设定例。

图93是与加权合成部相关的信号处理部的结构例。

图94是I-Q平面上的16QAM及QPSK的信号点配置例。

图95是I-Q平面上的16QAM及QPSK的信号点配置例。

具体实施方式

下面，参照附图详细说明本发明的实施方式。

（实施方式1）

详细说明本实施方式的发送方法、发送装置、接收方法及接收装置。

在进行本说明之前，说明作为以往系统的空间复用MIMO传输系统中的发送方法、解码方法的概要。

图1表示N_t×N_r空间复用MIMO系统的结构。对信息矢量z实施编码及交错（interleave）。然后，作为交错的输出，得到编码后比特的矢量u＝（u₁，…，u_Nt）。其中，设u_i＝（u_i1，…，u_iM）（M：每个码元的发送比特数）。若设发送矢量s＝（s₁，…，s_Nt）^T，则来自发送天线#i的表达为发送信号s_i＝map（u_i），若将发送能量标准化，则表达为E{|s_i|²}＝Es/Nt（E_s：每信道的总能量）。而且，若设接收矢量为y＝（y₁，…，y_Nr）^T，则如公式（1）那样表达。

[数式1]

y＝(y₁，Λ，y_Nr)^T

＝H_NtNrs+n        …式(1)

此时，H_NtNr是信道矩阵，n＝（n₁，…，n_Nr）^T是噪声矢量，n_i是平均值0、方差σ²的i.i.d.复高斯噪声。根据由接收机导入的发送码元和接收码元的关系，与接收矢量有关的概率可以如公式（2）那样以多维高斯分布来赋予。

[数式2]

$p\left(y\right|u)=\frac{1}{{\left(2\mathrm{\π}{\mathrm{\σ}}^2\right)}^{N_r}}\exp (-\frac{1}{{2\mathrm{\σ}}^2}{\left|\right|y-\mathrm{Hs}\left(u\right)\left|\right|}^2)$ …式(2)

这里，考虑由外部软入软出（outer soft-in-soft-out）解码器和进行由MIMO检波构成的图1那样的反复解码的接收机。图1中的对数似然比的矢量（L-value）如公式（3）-（5）那样表达。

[数式3]

$L\left(u\right)={(L\left(u_1\right),\mathrm{\Λ},L\left(u_{N_t}\right))}^T$ …式(3)

[数式4]

L(u_i)＝(L(u_i1)，Λ，L(u_iM))…式(4)

[数式5]

$L\left(u_{\mathrm{ij}}\right)=\ln \frac{P(u_{\mathrm{ij}}=+1)}{P(u_{\mathrm{ij}}=-1)}$ …式(5)

＜反复检波方法＞

在此，说明N_txN_r空间复用MIMO系统中的MIMO信号的反复检波。

如公式（6）那样定义u_mn的对数似然比。

[数式6]

$L\left(u_{\mathrm{mn}}\right|y)=\ln \frac{P(u_{\mathrm{mn}}=+1|y)}{P(u_{\mathrm{mn}}=-1|y)}$ …式(6)

根据贝叶斯定理，公式（6）能够如公式（7）那样表达。

[数式7]

$L\left(u_{\mathrm{mn}}\right|y)=\ln \frac{p\left(y\right|u_{\mathrm{mn}}=+1)P(u_{\mathrm{mn}}=+1)/p\left(y\right)}{p\left(y\right|u_{\mathrm{mn}}=-1)P(u_{\mathrm{mn}}=-1)/p\left(y\right)}$

$=\ln \frac{P(u_{\mathrm{mn}}=+1)}{P(u_{\mathrm{mn}}=-1)}+\ln \frac{p\left(y\right|u_{\mathrm{mn}}=+1)}{p\left(y\right|u_{\mathrm{mn}}=-1)}$

$=\ln \frac{P(u_{\mathrm{mn}}=+1)}{P(u_{\mathrm{mn}}=-1)}+\ln \frac{{\mathrm{\Σ}}_{U_{\mathrm{mn},+1}}p\left(y\right|u)p\left(u\right|u_{\mathrm{mn}})}{{\mathrm{\Σ}}_{U_{\mathrm{mn},-1}}p\left(y\right|u)p\left(u\right|u_{\mathrm{mn}})}$ …式(7)

其中，设U_mn，±1＝{u|u_mn＝±1}。而且，若以lnΣa_j～max lna_j来近似，则公式（7）能够如公式（8）那样近似。还有，上面“～”的符号表示近似。

[数式8]

$L\left(u_{\mathrm{mn}}\right|y)\≈\ln \frac{P(u_{\mathrm{mn}}=+1)}{P(u_{\mathrm{mn}}=-1)}+\underset{\mathrm{Umn},+1}{\max }\{\ln p\left(y\right|u)+P\left(u\right|u_{\mathrm{mn}})\}$

$-\underset{\mathrm{Umn},-1}{\max }\{\ln p\left(y\right|u)+P\left(u\right|u_{\mathrm{mn}})\}$

式(8)

公式（8）中的P（u|u_mn）和ln P（u|u_mn）如下表达。

[数式9]

$P\left(u\right|u_{\mathrm{mn}})=\underset{\left(\mathrm{ij}\right)\≠\left(\mathrm{mn}\right)}{\mathrm{\Π}}P\left(u_{\mathrm{ij}}\right)$

$=\underset{\left(\mathrm{ij}\right)\≠\left(\mathrm{mn}\right)}{\mathrm{\Π}}\frac{\exp \left(\frac{u_{\mathrm{ij}}L\left(u_{\mathrm{ij}}\right)}{2}\right)}{\exp \left(\frac{L\left(u_{\mathrm{ij}}\right)}{2}\right)+\exp (-\frac{L\left(u_{\mathrm{ij}}\right)}{2})}$ …式(9)

20

[数式10]

$\ln P\left(u\right|u_{\mathrm{mn}})=\left(\underset{\mathrm{ij}}{\mathrm{\Σ}}\ln P\left(u_{\mathrm{ij}}\right)\right)-\ln P\left(u_{\mathrm{mn}}\right)$ …式(10)

[数式11]

$\ln P\left(u_{\mathrm{ij}}\right)=\frac{1}{2}{u}_{\mathrm{ij}}P\left(u_{\mathrm{ij}}\right)-\ln (\exp \left(\frac{L\left(u_{\mathrm{ij}}\right)}{2}\right)+\exp (-\frac{L\left(u_{\mathrm{ij}}\right)}{2}))$

$\≈\frac{1}{2}{u}_{\mathrm{ij}}L\left(u_{\mathrm{ij}}\right)-\frac{1}{2}\left|L\left(u_{\mathrm{ij}}\right)\right|\mathrm{for}\left|L\left(u_{\mathrm{ij}}\right)\right|>2$

$=\left|\frac{L\left(u_{\mathrm{ij}}\right)}{2}\right|(u_{\mathrm{ij}}\mathrm{sign}\left(L\left(u_{\mathrm{ij}}\right)\right)-1)$

式(11)

在此，公式（2）中定义的式子的对数概率如公式（12）那样表达。

[数式12]

$\ln P\left(y\right|u)=-\frac{N_r}{2}\ln \left(2\mathrm{\π}{\mathrm{\σ}}^2\right)-\frac{1}{2{\mathrm{\σ}}^2}{\left|\right|y-\mathrm{Hs}\left(u\right)\left|\right|}^2$ …式(12)

因此，根据（7）、（13）得知，在MAP或APP（a posteriori probability）中，事后的L-value如下表达。

[数式13]

$L\left(u_{\mathrm{mn}}\right|y)=\ln \frac{{\mathrm{\Σ}}_{U_{\mathrm{mn},+1}}\exp \{-\frac{1}{{2\mathrm{\σ}}^2}{\left|\right|y-\mathrm{Hs}\left(u\right)\left|\right|}^2+\underset{\mathrm{ij}}{\mathrm{\Σ}}\ln P\left(u_{\mathrm{ij}}\right)\}}{{\mathrm{\Σ}}_{U_{\mathrm{mn},-1}}\exp \{-\frac{1}{{2\mathrm{\σ}}^2}{\left|\right|y-\mathrm{Hs}\left(u\right)\left|\right|}^2+\underset{\mathrm{ij}}{\mathrm{\Σ}}\ln P\left(u_{\mathrm{ij}}\right)\}}$

以后称为反复APP解码。另外，根据公式（8）、（12），在基于Max-Log近似的对数似然比（Max-Log APP）中，事后的L-value如下表达。

[数式14]

$L\left(u_{\mathrm{mn}}\right|y)\≈\underset{\mathrm{Umn},+1}{\max }\left\{\mathrm{\Ψ}(u,y,L\left(u\right))\right\}-\underset{\mathrm{Umn},-1}{\max }\left\{\mathrm{\Ψ}(u,y,L\left(u\right))\right\}$

…式(14)

[数式15]

$\mathrm{\Ψ}(u,y,L\left(u\right))=-\frac{1}{{2\mathrm{\σ}}^2}{\left|\right|y-\mathrm{Hs}\left(u\right)\left|\right|}^2+\underset{\mathrm{ij}}{\mathrm{\Σ}}\ln P\left(u_{\mathrm{ij}}\right)$ …式15)

以后称为反复Max-log APP解码。而且，在反复解码的系统中所需的外部信息可以通过从公式（13）或者（14）减去事前输入来求取。

＜系统模型＞

图23表示与后面的说明有关的系统的基本结构。在此，设为2×2空间复用MIMO系统，在流A、B中分别有外部编码器（outer encoder），2个外部编码器设为相同的LDPC码的编码器（在此作为外部编码器而以使用LDPC码的编码器的结构为例进行说明，但是外部编码器使用的纠错码并不限于LDPC码，使用Turbo码、卷积码、LDPC卷积码等其他的纠错码也能够同样地实施。另外，外部编码器设为在每个发送天线中都具有的结构，但是并不限于此，即便发送天线是多个，外部编码器也可以是一个，另外，也可以具有比发送天线数多的外部编码器。）。而且，在流A、B中分别有交错器（π_a，π_b）。在此，将调制方式设为2^h-QAM（由1码元发送h比特。）。

在接收机中，进行上述MIMO信号的反复检波（反复APP（或者Max-logAPP）解码）。而且，作为LDPC码的解码，例如进行和乘积解码。

图2表示帧结构，记述了交错后的码元的顺序。此时，如下式那样表达（i_a，j_a）、（i_b，j_b）。

[数式16]

$(i_a,j_a)={\mathrm{\π}}_a\left({\mathrm{\Ω}}_{\mathrm{ia},\mathrm{ja}}^a\right)$ …式(16)

[数式17]

$(i_b,j_b)={\mathrm{\π}}_b\left({\mathrm{\Ω}}_{\mathrm{ib},\mathrm{jb}}^a\right)$ …式(17)

此时示出：i_a，i_b：交错后的码元的顺序，j_a，j_b：调制方式中的比特位置（j_a，j_b＝1，…，h），π_a，π_b：流A、B的交错器，Ω^a _ia，ja，Ω^b _ib，jb：流A、B的交错前的数据的顺序。其中，图2表示i_a＝i_b时的帧结构。

＜反复解码＞

在此，详细说明在接收机中的LDPC码的解码中使用的和乘积（sum-project）解码及MIMO信号反复检波的算法。

和乘积解码

将二元M×N矩阵H＝{H_mn}设为作为解码对象的LDPC码的检查矩阵。如下式那样定义集合[1，N]＝{1，2，…，N}的部分集合A（m）、B（n）。

[数式18]

A(m)≡{n：H_mn＝1}   …式(18)

[数式19]

B(n)≡{m：H_mn＝1}   …式(19)

此时，A（m）意味着，在检查矩阵H的第m行上为1的列索引的集合，B（n）是在检查矩阵H的第n行上为1的行索引的集合。和乘积解码的算法如下所示。

Step A·1（初始化）：对于满足H_mn＝1的全部组（m，n），设事前值对数比β_mn＝0。设循环变量（反复次数）l_sum＝1，并将循环最大次数设定为l_sum，max。

Step A·2（行处理）：对于按m＝1，2，…，M的顺序满足H_mn＝1的全部组（m，n），使用下面的更新式来更新外部值对数比α_mn。

[数式20]

${\mathrm{\α}}_{\mathrm{mn}}=(\underset{n^{\′}\∈A\left(m\right)\backslash n}{\mathrm{\Π}}\mathrm{sign}({\mathrm{\λ}}_{n^{\′}}+{\mathrm{\β}}_{{\mathrm{mn}}^{\′}})\×f\left(\underset{n^{\′}\∈A\left(m\right)\backslash n}{\mathrm{\Σ}}f({\mathrm{\λ}}_{n^{\′}}+{\mathrm{\β}}_{{\mathrm{mn}}^{\′}})\right))$

[数式21]

$\mathrm{sign}\left(x\right)\&equiv;\left\{\begin{array}{cc}1& x\&GreaterEqual;0\\ -1& x<0\end{array}\right.$ …式(21)

[数式22]

$f\left(x\right)\&equiv;\ln \frac{\exp \left(x\right)+1}{\exp \left(x\right)-1}$ …式(22)

此时，f是Gallager的函数。而且，λ_n的求取方法在后面详细说明。

Step A·3（列处理）：对于按n＝1，2，…，N的顺序满足H_mn＝1的全部组（m，n），使用下面的更新式来更新外部值对数比β_mn。

[数式23]

${\mathrm{\&beta;}}_{\mathrm{mn}}=\underset{m^{\&prime;}\&Element;B\left(n\right)\backslash m}{\mathrm{\&Sigma;}}{\mathrm{\&alpha;}}_{m^{\&prime;}n}$ …式(23)

Step A·4（对数似然比的计算）：针对n∈[1，N]，如下求取对数似然比L_n。

[数式24]

$L_n=\underset{m^{\&prime;}\&Element;B\left(n\right)\backslash m}{\mathrm{\&Sigma;}}{\mathrm{\&alpha;}}_{m^{\&prime;}n}+{\mathrm{\&lambda;}}_n$ …式(24)

Step A·5（反复次数的计数）：若l_sum＜l_sum，max，则将l_sum增量，并返回step A·2。在l_sum＝l_sum，max的情况下，此次的和乘积解码结束。

上面是1次的和乘积解码的动作。随后，进行MIMO信号的反复检波。在上述的和乘积解码的动作说明中所使用的变量m、n、α_mn、β_mn、λ_n及L_n中，用m_a、n_a、α^a _mana、β^a _mana、λ_na、L_na来表达流A中的变量，用m_b、n_b、α^b _mbnb、β^b _mbnb、λ_nb、L_nb来表达流B中的变量。

＜MIMO信号的反复检波＞

在此，详细说明MIMO信号的反复检波中的λ_n的求取方法。

从公式（1）得知，下面的公式成立。

[数式25]

y(t)＝(y₁(t)，y₂(t))^T

＝H₂₂(t)s(t)+n(t)…式(25)

根据图2的帧结构，从公式（16）（17）得知，下面的关系式成立。

[数式26]

$n_a={\mathrm{\&Omega;}}_{\mathrm{ia},\mathrm{ja}}^a$ …式(26)

[数式27]

$n_b={\mathrm{\&Omega;}}_{\mathrm{ib},\mathrm{jb}}^b$ …式(27)

此时，n_a，n_b∈[1，N]。以后，将MIMO信号的反复检波的反复次数k时的λ_na、L_na、λ_nb、L_nb分别表达为λ_k，na、L_k，na、λ_k，nb、L_k，nb。

Step B·1（初始检波；k＝0）：在初始检波时，如下求取λ_0，na、λ_0，nb。

反复APP解码时：

[数式28]

${\mathrm{\&lambda;}}_{{0,}_{n_X}}=\ln \frac{{\mathrm{\&Sigma;}}_{U_{0,\mathrm{nX},+1}}\exp \{-\frac{1}{{2\mathrm{\&sigma;}}^2}{\left|\right|y\left(i_X\right)-H_{22}\left(i_X\right)s\left(u\left(i_X\right)\right)\left|\right|}^2\}}{{\mathrm{\&Sigma;}}_{U_{0,\mathrm{nX},-1}}\exp \{-\frac{1}{{2\mathrm{\&sigma;}}^2}{\left|\right|y\left(i_X\right)-H_{22}\left(i_X\right)s\left(u\left(i_X\right)\right)\left|\right|}^2\}}$

反复Max-log APP解码时：

[数式29]

${\mathrm{\&lambda;}}_{{0,}_{n_X}}=\underset{U_{{0,}_{\mathrm{nX}},+1}}{\max }\left\{\mathrm{\&Psi;}(u\left(i_X\right),y\left(i_X\right))\right\}-\underset{U_{{0,}_{\mathrm{nX}},-1}}{\max }\left\{\mathrm{\&Psi;}(u\left(i_X\right),y\left(i_X\right))\right\}$

[数式30]

$\mathrm{\&Psi;}(u\left(i_X\right),y\left(i_X\right))=-\frac{1}{{2\mathrm{\&sigma;}}^2}{\left|\right|y\left(i_X\right)-H_{22}\left(i_X\right)s\left(u\left(i_X\right)\right)\left|\right|}^2$

…式(30)

30

其中，设X＝a，b。而且，将MIMO信号的反复检波的反复次数设为l_mimo＝0，将反复次数的最大次数设定为l_mimo，max。

Step B·2（反复检波；反复次数k）：反复次数k时的λ_k，na、λ_k，nb如式（11）（13）-（15）（16）（17）到公式（31）-（34）那样表达。其中，（X，Y）＝（a，b）（b，a）。

反复APP解码时：

[数式31]

${\mathrm{\&lambda;}}_{{k,}_{n_X}}=L_{{k-1,\mathrm{\&Omega;}}_{\mathrm{iX},\mathrm{jX}}^X}\left(u_{{\mathrm{\&Omega;}}_{\mathrm{iX},\mathrm{jX}}^X}\right)+\ln \frac{{\mathrm{\&Sigma;}}_{U_{k,\mathrm{nX},+1}}\exp \{-\frac{1}{{2\mathrm{\&sigma;}}^2}{\left|\right|y\left(i_X\right)-H_{22}\left(i_X\right)s\left(u\left(i_X\right)\right)\left|\right|}^2+\mathrm{\&rho;}\left(u_{{\mathrm{\&Omega;}}_{\mathrm{iX},\mathrm{jX}}^X}\right)\}}{{\mathrm{\&Sigma;}}_{U_{k,\mathrm{nX},-1}}\exp \{-\frac{1}{{2\mathrm{\&sigma;}}^2}{\left|\right|y\left(i_X\right)-H_{22}\left(i_X\right)s\left(u\left(i_X\right)\right)\left|\right|}^2+\mathrm{\&rho;}\left(u_{{\mathrm{\&Omega;}}_{\mathrm{iX},\mathrm{jX}}^X}\right)\}}$

[数式32]

$\mathrm{\&rho;}\left(u_{{\mathrm{\&Omega;}}_{\mathrm{iX},\mathrm{jX}}^X}\right)=\underset{\underset{\mathrm{\&gamma;}\&NotEqual;\mathrm{jX}}{\mathrm{\&gamma;}=1}}{\overset{h}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left|\frac{L_{k-1,{\mathrm{\&Omega;}}_{\mathrm{iX},y}^X}\left(u_{{\mathrm{\&Omega;}}_{\mathrm{iX},y}^X}\right)}{2}\right|(u_{{\mathrm{\&Omega;}}_{\mathrm{iX},y}^X}\mathrm{sign}\left(L_{k-1,{\mathrm{\&Omega;}}_{\mathrm{iX},y}^X}\left(u_{{\mathrm{\&Omega;}}_{\mathrm{iX},y}^X}\right)\right)-1)$

$+\underset{\mathrm{\&gamma;}=1}{\overset{h}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left|\frac{L_{k-1,{\mathrm{\&Omega;}}_{\mathrm{iX},y}^Y}\left(u_{{\mathrm{\&Omega;}}_{\mathrm{iX},y}^Y}\right)}{2}\right|(u_{{\mathrm{\&Omega;}}_{\mathrm{iX},y}^Y}\mathrm{sign}\left(L_{k-1,{\mathrm{\&Omega;}}_{\mathrm{iX},y}^Y}\left(u_{{\mathrm{\&Omega;}}_{\mathrm{iX},y}^Y}\right)\right)-1)$

反复Max-log APP解码时：

[数式33]

${\mathrm{\&lambda;}}_{{k,}_{n_X}}=L_{k-1,{\mathrm{\&Omega;}}_{\mathrm{iX},\mathrm{jX}}^X}\left(u_{{\mathrm{\&Omega;}}_{\mathrm{iX},\mathrm{jX}}^X}\right)+\underset{U_{{k,}_{\mathrm{nX}},+1}}{\max }\left\{\mathrm{\&Psi;}(u\left(i_X\right),y\left(i_X\right),\mathrm{\&rho;}\left(u_{{\mathrm{\&Omega;}}_{\mathrm{iX},\mathrm{jX}}^X}\right))\right\}-\underset{U_{{k,}_{\mathrm{nX}},-1}}{\max }\left\{\mathrm{\&Psi;}(u\left(i_X\right),y\left(i_X\right),\mathrm{\&rho;}\left(u_{{\mathrm{\&Omega;}}_{\mathrm{iX},\mathrm{jX}}^X}\right))\right\}$

[数式34]

$\mathrm{\&Psi;}(u\left(i_X\right),y\left(i_X\right),\mathrm{\&rho;}\left(u_{{\mathrm{\&Omega;}}_{\mathrm{iX},\mathrm{jX}}^X}\right))=-\frac{1}{2{\mathrm{\&sigma;}}^2}{\left|\right|y\left(i_X\right)-H_{22}\left(i_X\right)s\left(u\left(i_X\right)\right)\left|\right|}^2+\mathrm{\&rho;}\left(u_{{\mathrm{\&Omega;}}_{\mathrm{iX},\mathrm{jX}}^X}\right)$

Step B·3（反复次数的计数、码字推定）：若l_mimo＜l_mimo，max，则将l_mimo增量，返回step B·2。在l_mimo＝l_mimo，max的情况下，如下求取推定码字。

[数式35]

${\hat{u}}_{n_X}=\left\{\begin{array}{cc}1& L_{l_{\mathrm{mimo}},n_X}\&GreaterEqual;0\\ -1& L_{l_{\mathrm{mimo}},n_X<0}\end{array}\right.$ …式(35)

其中，设X＝a，b。

图3是本实施方式中的发送装置300的结构的一例。编码部302A以信息（数据）301A及帧结构信号313为输入，按照帧结构信号313（含有编码部302A在数据的纠错编码中使用的纠错方式、编码率、块长度等信息，使用帧结构信号313所指定的方式。另外，纠错方式也可以切换。），例如进行卷积码、LDPC码及Turbo码等的纠错编码，输出编码后的数据303A。

交错器304A以编码后的数据303A及帧结构信号313为输入来进行交错、即顺序的排序，输出交错后的数据305A。（基于帧结构信号313，交错的方法也可以切换。）

映射部306A以交错后的数据305A及帧结构信号313为输入，进行QPSK（Quadrature Phase Shift Keying）、16QAM（16Quadrature AmplitudeModulation）、64QAM（64Quadrature Amplitude Modulation）等的调制，输出基带信号307A。（基于帧结构信号313，调制方式也可以切换。）

图19是QPSK调制中的构成基带信号的同相成分I和正交成分Q的IQ平面上的映射方法的一例。例如，如图19（A）所示，在输入数据为“00”的情况下，输出I＝1.0、Q＝1.0，下面同样地，在输入数据为“01”的情况下，输出I＝-1.0、Q＝1.0，输出…。图19（B）是和图19（A）不同的QPSK调制的IQ平面上的映射方法的例子，图19（B）和图19（A）的不同之处为，能够通过使图19（A）中的信号点以原点为中心旋转而获得图19（B）的信号点。有关这种星座的旋转方法，在非专利文献9、非专利文献10中示出，另外，也可以应用非专利文献9、非专利文献10中所示的CyclicQ Delay。作为和图19不同的例子，在图20中表示出16QAM时的IQ平面上的信号点配置，与图19（A）对应的例子是图20（A），与图19（B）对应的例子为图20（B）。

编码部302B以信息（数据）301B及帧结构信号313为输入，按照帧结构信号313（含有使用的纠错方式、编码率、块长度等的信息，使用帧结构信号313所指定的方式。另外，纠错方式也可以切换。），例如进行卷积码、LDPC码、Turbo码等的纠错编码，输出编码后的数据303B。

交错器304B以编码后的数据303B及帧结构信号313为输入来进行交错、即顺序的排序，输出交错后的数据305B。（基于帧结构信号313，交错的方法也可以切换。）

映射部306B以交错后的数据305B及帧结构信号313为输入，进行QPSK（Quadrature Phase Shift Keying）、16QAM（16Quadrature AmplitudeModulation）、64QAM（64Quadrature Amplitude Modulation）等的调制，输出基带信号307B。（基于帧结构信号313，调制方式也可以切换。）

信号处理方法信息生成部314以帧结构信号313为输入，输出与基于帧结构信号313的信号处理方法有关的信息315。还有，与信号处理方法有关的信息315包含指定固定使用哪个预编码矩阵的信息和变更相位的相位变更模式的信息。

加权合成部308A以基带信号307A、基带信号307B及与信号处理方法有关的信息315为输入，基于与信号处理方法有关的信息315，对基带信号307A及基带信号307B进行加权合成，输出加权合成后的信号309A。还有，有关加权合成的方法细节，将在后面详细说明。

无线部310A以加权合成后的信号309A为输入，进行正交调制、频带限制、频率替换及放大等的处理，输出发送信号311A，发送信号311A被从天线312A作为电波输出。

加权合成部308B以基带信号307A、基带信号307B及与信号处理方法有关的信息315为输入，基于与信号处理方法有关的信息315，对基带信号307A及基带信号307B进行加权合成，输出加权合成后的信号316B。

图21表示加权合成部（308A、308B）的结构。在图21中用虚线围成的区域为加权合成部。基带信号307A和w11相乘而生成w11·s1（t），和w21相乘而生成w21·s1（t）。同样地，基带信号307B和w12相乘而生成w12·s2（t），和w22相乘而生成w22·s2（t）。接下来，获得z1（t）＝w11·s1（t）+w12·s2（t）、z2（t）＝w21·s1（t）+w22·s2（t）。此时，s1（t）及s2（t）从上述说明可知，成为BPSK（Binary Phase Shift Keying）、QPSK、8PSK（8Phase Shift Keying）、16QAM、32QAM（32Quadrature AmplitudeModulation）、64QAM、256QAM、16APSK（16Amplitude Phase Shift Keying）等调制方式的基带信号。

这里，两个加权合成部使用固定的预编码矩阵来执行加权，作为预编码矩阵，作为一例有基于下式（37）或式（38）的条件而使用式（36）的方法。但这只是一例，α的值并不限于式（37）、式（38），也可以设为别的值，例如将α设为1。

还有，预编码矩阵为

[数式36]

$\left(\begin{array}{cc}w11& w12\\ w21& w22\end{array}\right)=\frac{1}{\sqrt{{\mathrm{\&alpha;}}^2+1}}\left(\begin{array}{cc}{e}^{j0}& {\mathrm{\&alpha;}\&times;e}^{j0}\\ {\mathrm{\&alpha;}\&times;e}^{j0}& e^{\mathrm{j\&pi;}}\end{array}\right)$ …式(36)

其中，在上述式（36）中，α为

[数式37]

$\mathrm{\&alpha;}=\frac{\sqrt{2}+4}{\sqrt{2}+2}$ …式(37)

或者，在上述式（36）中，α为

[数式38]

$\mathrm{\&alpha;}=\frac{\sqrt{2}+3+\sqrt{5}}{\sqrt{2}+3-\sqrt{5}}$ …式(38)

还有，预编码矩阵并不限于式（36），也可以使用式（39）所示的预编码矩阵。

[数式39]

$\left(\begin{array}{cc}w11& w12\\ w21& w22\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}a& b\\ c& d\end{array}\right)$ …式(39)

在该式（39）中，只要以a＝Ae^jδ11、b＝Be^jδ12、c＝Ce^jδ21、d＝De^jδ22来表达即可。另外，a、b、c、d的任一个也可以是“零”。例如，也可以是（1）a为零，b、c、d不为零，（2）b为零，a、c、d不为零，（3）c为零，a、b、d不为零，（4）d为零，a、b、c不为零这样的结构。

还有，变更了调制方式、纠错码及其编码率的某一个时，也可以对使用的预编码矩阵进行设定及变更，并且固定地使用该预编码矩阵。

相位变更部317B以加权合成后的信号316B及与信号处理方法有关的信息315为输入，规则地变更该信号316B的相位并输出。所谓规则地变更指的是，在预定的周期（例如每n个码元（n为1以上的整数）或者每一预定的时间）内，按照预定的相位变更模式来变更相位。有关相位变更模式的细节，将在下述实施方式4中进行说明。

无线部310B以相位变更后的信号309B为输入，实施正交调制、频带限制、频率替换及放大等的处理，输出发送信号311B，发送信号311B被从天线312B作为电波输出。

图4表示和图3不同的发送装置400的结构例。在图4中，说明和图3不同的部分。

编码部402以信息（数据）401及帧结构信号313为输入，基于帧结构信号313进行纠错编码，输出编码后的数据402。

分配部404以编码后的数据403为输入，分配并输出数据405A及数据405B。还有，在图4中，记述了编码部为一个的情况，但不限于此，针对将编码部设为m（m为1以上的整数），并由分配部将由各编码部制作的编码数据分为2个系统的数据来输出的情况，本发明也可以同样地实施。

图5表示本实施方式中的发送装置的时间轴上的帧结构一例。码元500_1是用于向接收装置通知发送方法的码元，例如，传输用于传输数据码元的纠错方式、其编码率的信息以及用于传输数据码元的调制方式的信息等。

码元501_1是用于推定发送装置所发送的调制信号z1（t）{其中t为时间}的信道变动的码元。码元502_1是调制信号z1（t）向（时间轴上的）码元编号u发送的数据码元，码元503_1是调制信号z1（t）向码元编号u+1发送的数据码元。

码元501_2是用于推定发送装置所发送的调制信号z2（t）{其中，t为小时}的信道变动的码元。码元502_2是调制信号z2（t）向码元编号u发送的数据码元，码元503_2是调制信号z2（t）向码元编号u+1发送的数据码元。

此时，在z1（t）内的码元和z2（t）内的码元中，同一时刻（同一时间）的码元使用同一（共同）频率，从发送天线发送。

说明发送装置发送的调制信号z1（t）和调制信号z2（t）以及接收装置中的接收信号r1（t）、r2（t）的关系。

在图5中，504#1、504#2表示发送装置中的发送天线，505#1、505#2表示接收装置中的接收天线，发送装置分别从发送天线504#1和发送天线504#2发送调制信号z1（t）和调制信号z2（t）。此时，调制信号z1（t）及调制信号z2（t）占用同一（共同的）频率（频带）。假设发送装置的各发送天线和接收装置的各接收天线的信道变动分别为h11（t）、h12（t）、h21（t）、h22（t），接收装置的接收天线505#1接收到的接收信号为r1（t），接收装置的接收天线505#2接收到的接收信号为r2（t），则下面的关系式成立。

[数式40]

$\left(\begin{array}{c}r1\left(t\right)\\ r2\left(t\right)\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}h11\left(t\right)& h12\left(t\right)\\ h21\left(t\right)& h22\left(t\right)\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}z1\left(t\right)\\ z2\left(t\right)\end{array}\right)$ …式(40)

图6是与本实施方式中的加权方法（预编码（Precoding）方法）及相位变更方法相关的图，加权合成部600是整合了图3的加权合成部308A和308B双方后的加权合成部。如图6所示，流s1（t）及流s2（t）对应于图3的基带信号307A及307B，也就是说，成为依据QPSK、16QAM、64QAM等调制方式的映射的、基带信号的同相I成分和正交Q成分。而且，如同图6的帧结构那样，流s1（t）将码元编号u的信号表达为s1（u），将码元编号u+1的信号表达为s1（u+1），…。同样，流s2（t）将码元编号u的信号表达为s2（u），将码元编号u+1的信号表达为s2（u+1），…。而且，加权合成部600以图3中的基带信号307A（s1（t））及307B（s2（t））及与信号处理方法有关的信息315为输入，实施依据与信号处理方法有关的信息315的加权，输出图3的加权合成后的信号309A（z1（t））、316B（z2'（t））。相位变更部317B变更加权后的信号316B（z2'（t））的相位，输出相位变更后的信号309B（z2（t））。

此时，若假设固定的预编码矩阵F中的第1行的矢量为W1＝（w11，w12），则z1（t）可以用下式（41）来表达。

[数式41]

z1(t)＝W1×(s1(t)，s2(t))^T…式(41)

另一方面，若假设固定的预编码矩阵F中的第2行的矢量为W2＝（w21，w22），且由相位变更部得到的相位变更式为y（t），则z2（t）可以用下式（42）来表达。

[数式42]

z2(t)＝y(t)×W2×(s1(t)，s2(t))^T…式(42)

这里，y（t）是用于按照预定的方式来变更相位的公式，若设周期为4，则时刻u的相位变更式例如可以用式（43）来表达。

[数式43]

y(u)＝e^j0…式(43)

同样，时刻u+1的相位变更式例如可以用式（44）来表达。

[数式44]

$y(u+1)=e^{j\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}}$ …式(44)

也就是说，时刻u+k的相位变更式可以用式（45）来表达。

[数式45]

$y(u+k)=e^{j\frac{\mathrm{k\&pi;}}{2}}$ …式(45)

还有，式（43）～（45）所示的规则的相位变更例只是一例。

规则的相位变更的周期并不限于4。如果该周期的个数变多，则能够促进接收装置的接收性能（更加正确而言是纠错性能）提高该个数量（并不是说只要周期大就好，而是避开2那样小的值更好的可能性较高。）。

另外，在由上式（43）～（45）所示的相位变更例中，示出了使其依次旋转规定的相位量（在上述式中分别为π/2）的结构，但也可以不使其旋转相同的相位量，而随机地变更相位。例如，y（t）也可以按照预定的周期，按式（46）或式（47）所示的顺序来变更相乘的相位。在相位的规则性变更中重要的是，规则地变更调制信号的相位，对于变更的相位的程度，优选为尽量均等，例如对-π弧度到π弧度，优选为均匀分布，但也可以是随机的。

[数式46]

$e^{j0}\&RightArrow;e^{j\frac{\mathrm{\&pi;}}{5}}\&RightArrow;e^{j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{5}}\&RightArrow;e^{j\frac{3\mathrm{\&pi;}}{5}}\&RightArrow;e^{j\frac{4\mathrm{\&pi;}}{5}}$

$\&RightArrow;e^{\mathrm{j\&pi;}}\&RightArrow;e^{j\frac{6\mathrm{\&pi;}}{5}}\&RightArrow;e^{j\frac{7\mathrm{\&pi;}}{5}}\&RightArrow;e^{j\frac{8\mathrm{\&pi;}}{5}}\&RightArrow;e^{j\frac{9\mathrm{\&pi;}}{5}}$ …式(46)

[数式47]

$e^{j\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}}\&RightArrow;e^{\mathrm{j\&pi;}}\&RightArrow;e^{j\frac{3\mathrm{\&pi;}}{2}}\&RightArrow;e^{j2\mathrm{\&pi;}}\&RightArrow;e^{j\frac{\mathrm{\&pi;}}{4}}$

$\&RightArrow;e^{j\frac{3}{4}\mathrm{\&pi;}}\&RightArrow;e^{j\frac{5\mathrm{\&pi;}}{4}}\&RightArrow;e^{j\frac{7\mathrm{\&pi;}}{4}}$ …式(47)

这样，图6的加权合成部600使用预定的固定的预编码权重来执行预编码，相位变更部317B一边规则地改变其变更程度，一边变更所输入的信号的相位。

在LOS环境下，若使用特殊的预编码矩阵，则存在接收品质得到较大改善的可能性，但是根据直接波的状况，该特殊的预编码矩阵因接收时的直接波的相位、振幅成分而不同。但是，在LOS环境下存在某种规则，若按照该规则来规则地变更发送信号的相位，则数据的接收品质较大改善。本发明提出了改善LOS环境的信号处理方法。

图7表示本实施方式中接收装置700的结构的一例。无线部703_X以由天线701_X接收到的接收信号702_X为输入，实施频率替换及正交解调等处理，输出基带信号704_X。

由发送装置发送的调制信号z1中的信道变动推定部705_1以基带信号704_X为输入，提取图5中的信道推定用的参考码元501_1，推定与式（40）的h11对应的值，输出信道推定信号706_1。

由发送装置发送的调制信号z2中的信道变动推定部705_2以基带信号704_X为输入，提取图5中的信道推定用的参考码元501_2，推定与式（40）的h12对应的值，输出信道推定信号706_2。

无线部703_Y以由天线701_Y接收到的接收信号702_Y为输入，实施频率替换及正交解调等处理，输出基带信号704_Y。

由发送装置发送的调制信号z1中的信道变动推定部707_1以基带信号704_Y为输入，提取图5中的信道推定用的参考码元501_1，推定与式（40）的h21对应的值，输出信道推定信号708_1。

由发送装置发送的调制信号z2中的信道变动推定部707_2以基带信号704_Y为输入，提取图5中的信道推定用的参考码元501_2，推定与式（40）的h22对应的值，输出信道推定信号708_2。

控制信息解码部709以基带信号704_X及704_Y为输入，检测用于通知图5的发送方法的码元500_1，输出与发送装置所通知的发送方法的信息有关的信号710。

信号处理部711以基带信号704_X、704_Y、信道推定信号706_1、706_2、708_1、708_2及与发送装置所通知的发送方法的信息有关的信号710为输入，进行检波及解码，输出接收数据712_1及712_2。

接下来，详细说明图7的信号处理部711的动作。图8表示本实施方式中的信号处理部711的结构的一例。图8主要包括INNER MIMO检波部、软入软出解码器及系数生成部。有关该结构中的反复解码的方法，已经在非专利文献2、非专利文献3中详细记载，但是非专利文献2、非专利文献3中所述的MIMO传输方式是空间复用MIMO传输方式，而本实施方式中的传输方式和非专利文献2、非专利文献3的不同之处为，是一种随着时间而规则地变更信号的相位，并且使用预编码矩阵的MIMO传输方式。若设公式（36）中的（信道）矩阵为H（t），图6中的预编码权重矩阵为F（这里预编码矩阵是在1个接收信号中不变更的固定的矩阵），由图6的相位变更部得到的相位变更式的矩阵为Y（t）（这里Y（t）随着t而变化），接收矢量为R（t）＝（r1（t），r2（t））^T，流矢量S（t）＝（s1（t），s2（t））^T，则下面的关系式成立。

[数式48]

R(t)＝H(t)×Y(t)×F×S(t)…式(48)

$Y\left(t\right)=\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& y\left(t\right)\end{array}\right)$

此时，接收装置可以通过取得H（t）×Y（t）×F，对接收矢量R（t）应用非专利文献2、非专利文献3的解码方法。

因此，图8的系数生成部819以与发送装置所通知的发送方法的信息（用于确定所使用的固定的预编码矩阵及变更了相位时的相位变更模式的信息）有关的信号818（对应于图7的710）为输入，输出与信号处理方法的信息有关的信号820。

INNER MIMO检波部803以与信号处理方法的信息有关的信号820为输入，通过利用该信号，并利用式（48）的关系，进行反复检波·解码，以下说明其动作。

在图8所示的结构的信号处理部中，为了进行反复解码（反复检波），需要进行图10所示的处理方法。首先，进行调制信号（流）s1的1码字（或者1帧）及调制信号（流）s2的1码字（或者1帧）的解码。其结果，从软入软出解码器获得调制信号（流）s1的1码字（或者1帧）及调制信号（流）s2的1码字（或者1帧）的各比特的对数似然比（LLR：Log-LikelihoodRatio）。然后，使用该LLR再次进行检波·解码。多次进行该操作（将该操作称为反复解码（反复检波）。）。以后，重点说明以1帧中的特定时间的码元的对数似然比（LLR）的制作方法。

在图8中，存储部815以基带信号801X（对应于图7的基带信号704_X。）、信道推定信号群802X（对应于图7的信道推定信号706_1、706_2。）、基带信号801Y（对应于图7的基带信号704_Y。）及信道推定信号群802Y（对应于图7的信道推定信号708_1、708_2。）为输入，为了实现反复解码（反复检波），执行（计算）式（48）中的H（t）×Y（t）×F，作为变形信道信号群而存储计算出的矩阵。然后，存储部815在需要时输出上述信号，来作为基带信号816X、变形信道推定信号群817X及基带信号816Y、变形信道推定信号群817Y。

有关其后的动作，将分为初始检波的情形和反复解码（反复检波）的情况进行说明。

＜初始检波的情形＞

INNER MIMO检波部803以基带信号801X、信道推定信号群802X、基带信号801Y及信道推定信号群802Y为输入。在此，将调制信号（流）s1、调制信号（流）s2的调制方式作为16QAM来说明。

INNER MIMO检波部803首先根据信道推定信号群802X及信道推定信号群802Y，执行H（t）×Y（t）×F，求取与基带信号801X对应的候选信号点。图11表示此时的状况。在图11中，●（黑点）是IQ平面上的候选信号点，由于调制方式为16QAM，所以候选信号点存在256个。（但是，在图11中示出示意图，所以未示出全部256个候选信号点。）这里，若设由调制信号s1传输的4比特为b0、b1、b2、b3，由调制信号s2传输的4比特为b4、b5、b6、b7，则在图11中存在与（b0，b1，b2，b3，b4，b5，b6，b7）对应的候选信号点。然后，求取接收信号点1101（对应于基带信号801X。）和候选信号点各自之间的平方欧氏距离。然后，用噪声的方差σ²除以各个平方欧氏距离。因此，求出E_X（b0，b1，b2，b3，b4，b5，b6，b7），该E_X（b0，b1，b2，b3，b4，b5，b6，b7）是将与（b0，b1，b2，b3，b4，b5，b6，b7）对应的候选信号点和接收信号点平方欧氏距离除以噪声的方差后的值。还有，各基带信号、调制信号s1、s2是复信号。

同样地，根据信道推定信号群802X及信道推定信号群802Y，执行H（t）×Y（t）×F，求取与基带信号801Y对应的候选信号点，并求取和接收信号点（对应于基带信号801Y。）之间的平方欧氏距离，将该平方欧氏距离除以噪声的方差σ²。因此，求出E_Y（b0，b1，b2，b3，b4，b5，b6，b7），该E_Y（b0，b1，b2，b3，b4，b5，b6，b7）是将与（b0，b1，b2，b3，b4，b5，b6，b7）对应的候选信号点和接收信号点平方欧氏距离除以噪声的方差后的值。

然后，求取E_X（b0，b1，b2，b3，b4，b5，b6，b7）+E_Y（b0，b1，b2，b3，b4，b5，b6，b7）＝E（b0，b1，b2，b3，b4，b5，b6，b7）。

INNER MIMO检波部803作为信号804而输出E（b0，b1，b2，b3，b4，b5，b6，b7）。

对数似然计算部805A以信号804为输入，计算比特b0、b1、b2及b3的对数似然（log likelihood），输出对数似然信号806A。但是，在对数似然的计算中，计算“1”时的对数似然及“0”时的对数似然。其计算方法如式（28）、式（29）及式（30）所示，详细情况记载于非专利文献2、非专利文献3中。

同样地，对数似然计算部805B以信号804为输入，计算比特b4、b5、b6及b7的对数似然，输出对数似然信号806B。

解交错器（807A）以对数似然信号806A为输入，进行与交错器（图3的交错器（304A））对应的解交错，输出解交错后的对数似然信号808A。

同样地，解交错器（807B）以对数似然信号806B为输入，进行与交错器（图3的交错器（304B））对应的解交错，输出解交错后的对数似然信号808B。

对数似然比计算部809A以解交错后的对数似然信号808A为输入，计算由图3的编码器302A编码后的比特的对数似然比（LLR：Log-LikelihoodRatio），输出对数似然比信号810A。

同样，对数似然比计算部809B以解交错后的对数似然信号808B为输入，计算由图3的编码器302B编码后的比特的对数似然比（LLR：Log-Likelihood Ratio），输出对数似然比信号810B。

软入软出解码器811A以对数似然比信号810A为输入来进行解码，输出解码后的对数似然比812A。

同样，软入软出解码器811B以对数似然比信号810B为输入来进行解码，输出解码后的对数似然比812B。

＜反复解码（反复检波）的情况，反复次数k＞

交错器（813A）以第k-1次的由软入软出解码器得到的解码后的对数似然比812A为输入来进行交错，输出交错后的对数似然比814A。此时，交错器（813A）的交错模式和图3的交错器（304A）的交错模式相同。

交错器（813B）以第k-1次的由软入软出解码器得到的解码后的对数似然比812B为输入来进行交错，输出交错后的对数似然比814B。此时，交错器（813B）的交错模式和图3和交错器（304B）的交错模式相同。

INNER MIMO检波部803以基带信号816X、变形信道推定信号群817X、基带信号816Y、变形信道推定信号群817Y、交错后的对数似然比814A及交错后的对数似然比814B为输入。这里，不使用基带信号801X、信道推定信号群802X、基带信号801Y及信道推定信号群802Y，而使用基带信号816X、变形信道推定信号群817X、基带号816Y及变形信道推定信号群817Y，这是因为，由于反复解码而产生了延迟时间。

INNER MIMO检波部803反复解码时的动作和初始检波时的动作的不同之处为，在信号处理时使用了交错后的对数似然比814A及交错后的对数似然比814B。INNER MIMO检波部803首先和初始检波时同样地求取E（b0，b1，b2，b3，b4，b5，b6，b7）。除此之外，还根据交错后的对数似然比814A及交错后的对数似然比814B求取与式（11）、式（32）对应的系数。然后，利用该求出的系数来修正E（b0，b1，b2，b3，b4，b5，b6，b7）的值，将其值设为E'（b0，b1，b2，b3，b4，b5，b6，b7），作为信号804而输出。

对数似然计算部805A以信号804为输入，计算比特b0、b1、b2及b3的对数似然（log likelihood），输出对数似然信号806A。其中，在对数似然的计算中，计算“1”时的对数似然及“0”时的对数似然。其计算方法如式（31）、式（32）、式（33）、式（34）及式（35）所示，并且记载在非专利文献2、非专利文献3中。

同样地，对数似然计算部805B以信号804为输入，计算比特b4、b5、b6及b7的对数似然，输出对数似然信号806B。解交错器此后的动作和初始检波相同。

还有，在图8中示出了进行反复检波时的信号处理部的结构，但是反复检波在获得良好的接收品质的方面并不是必须的结构，也可以仅有反复检波所需的结构部分，而没有交错器813A、813B的结构。此时，INNER MIMO检波部803不进行反复的检波。

而且，在本实施方式中重要的部分是，进行H（t）×Y（t）×F的运算。还有，如非专利文献5等所示，也可以使用QR分解来进行初始检波及反复检波。

另外，如非专利文献11所示，也可以根据H（t）×Y（t）×F，进行MMSE（Minimum Mean Square Error）、ZF（Zero Forcing）的线性运算，进行初始检波。

图9是和图8不同的信号处理部的结构，是图4的发送装置所发送的调制信号所需的信号处理部。和图8的不同之处为软入软出解码器的个数，软入软出解码器901以对数似然比信号810A、810B为输入，进行解码，输出解码后的对数似然比902。分配部903以解码后的对数似然比902为输入，进行分配。其以外的部分是和图8相同的动作。

如上，如本实施方式那样，当MIMO传输系统的发送装置从多根天线发送多个调制信号时，将预编码矩阵相乘，并且随着时间变更相位，规则地进行该相位的变更，由此，在直接波占主导的LOS环境下，与使用以往的空间复用MIMO传输时相比，可以获得提高接收装置中的数据的接收品质的效果。

在本实施方式中，特别是针对接收装置的结构，限定天线数而说明了其动作，但是增加天线数也可以同样地实施。也就是说，接收装置中的天线数并不给本实施方式的动作、效果带来影响。

另外，在本实施方式中，特别是以LDPC码为例进行了说明，但是并不限于此，另外，有关解码方法，作为软入软出解码器也不限于和乘积解码，还有其他的软入软出的解码方法，例如BCJR算法、SOVA算法及Max-log-MAP算法等。详细情况记载在非专利文献6中。

另外，在本实施方式中，以单载波方式为例进行了说明，但是并不限于此，在实施了多载波传输的情况下也能够同样地实施。因此，例如在采用扩频通信方式、OFDM（Orthogonal Frequency-Division Multiplexing）方式、SC-FDMA（Single Carrier Frequency Division Multiple Access）、SC-OFDM（Single Carrier Orthogonal Frequency-Division Multiplexing）方式及非专利文献7等中所示的子波OFDM方式等的情况下，也能够同样地实施。另外，在本实施方式中，数据码元以外的码元、例如导频码元（导言、独特字等）及控制信息传输用的码元等在帧中可以任意配置。

下面，作为多载波方式的一例，说明采用OFDM方式时的例子。

图12表示采用OFDM方式时的发送装置的结构。在图12中，对于和图3同样地动作的部分，赋予相同的符号。

OFDM方式相关处理部1201A以加权后的信号309A为输入，实施OFDM方式相关的处理，输出发送信号1202A。同样地，OFDM方式相关处理部1201B以相位变更后的信号309B为输入，输出发送信号1202B。

图13表示图12的OFDM方式相关处理部1201A、1201B以后的结构的一例，与图12的1201A到312A相关的部分是1301A到1310A，与1201B到312B相关的部分是1301B到1310B。

串并行替换部1302A对加权后的信号1301A（对应于图12的加权后的信号309A）进行串并行替换，输出并行信号1303A。

排序部1304A以并行信号1303A为输入，进行排序，输出排序后的信号1305A。还有，有关排序将在后面详细说明。

逆快速傅立叶替换部1306A以排序后的信号1305A为输入，实施逆快速傅立叶替换，输出逆傅立叶替换后的信号1307A。

无线部1308A以逆傅立叶替换后的信号1307A为输入，执行频率替换及放大等的处理，输出调制信号1309A，调制信号1309A被从天线1310A作为电波输出。

串并行替换部1302B对于加权并且变更相位后的信号1301B（对应于图12的相位变更后的信号309B）进行串并行替换，输出并行信号1303B。

排序部1304B以并行信号1303B为输入，进行排序，输出排序后的信号1305B。还有，有关排序将在后面详细说明。

逆快速傅立叶替换部1306B以排序后的信号1305B为输入，实施逆快速傅立叶替换，输出逆傅立叶替换后的信号1307B。

无线部1308B以逆傅立叶替换后的信号1307B为输入，执行频率替换及放大等的处理，输出调制信号1309B，调制信号1309B被从天线1310B作为电波输出。

在图3的发送装置中，因为不是采用多载波的传输方式，所以像图6那样，以成为4周期的方式来变更相位，沿时间轴方向配置了相位变更后的码元。在图12所示的采用OFDM方式的多载波传输方式的情况下，当然可以想到如图3那样进行预编码，沿时间轴方向配置变更相位后的码元，在每个（子）载波中进行上述处理的方式，而在多载波传输方式的情况下，可以想到利用频率轴方向或者频率轴·时间轴双方来进行配置的方法。在下面，对于这一点进行说明。

图14表示横轴频率、纵轴时间上的图13的排序部1301A、1301B中的码元的排序方法的一例，频率轴由（子）载波0～（子）载波9构成，调制信号z1和z2在同一时刻（时间）使用同一频带，图14（A）表示调制信号z1的码元的排序方法，图14（B）表示调制信号z2的码元的排序方法。串并行替换部1302A对于作为输入的加权后的信号1301A的码元，按顺序编号为#0、#1、#2、#3、…。在此，由于考虑了周期为4的情形，因而#0、#1、#2、#3成为一周期量。同样地考虑，#4n、#4N+1、#4n+2、#4n+3（n为0以上的整数）成为一周期量。

此时，如图14（a）那样，规则地配置为，从载波0开始按顺序配置码元#0、#1、#2、#3、…，并在时刻$1配置码元#0～#9，然后，在时刻$2配置码元#10～#19。还有，调制信号z1和z2是复信号。

同样，串并行替换部1302B对于作为输入的加权并且变更相位后的信号1301B的码元，按顺序编号为#0、#1、#2、#3、…。在此，由于考虑了周期为4的情形，因而#0、#1、#2、#3分别进行不同的相位变更，#0、#1、#2、#3成为一周期量。若同样地考虑，则#4n、#4N+1、#4n+2、#4n+3（n为0以上的整数）分别进行不同的相位变更，#4n、#4N+1、#4n+2、#4n+3成为一周期量。

此时，象图14（b）那样，规则地配置为，从载波0开始按顺序配置码元#0、#1、#2、#3、…，并在时刻$1配置码元#0～#9，然后，在时刻$2配置码元#10～#19。

而且，图14（B）所示的码元群1402是使用图6所示的相位变更方法时的1周期量的码元，码元#0是使用图6的时刻u的相位时的码元，码元#1是使用图6的时刻u+1的相位时的码元，码元#2是使用图6的时刻u+2的相位时的码元，码元#3是使用图6的时刻u+3的相位时的码元。因此，在码元#x中，x mod4为0（用4除以x时的余数，因此，mod：modulo）时，码元#x是使用图6飞时刻u的相位时的码元，x mod4为1时，码元#x是使用图6飞时刻u+1的相位时的码元，x mod4为2时，码元#x是使用图6飞时刻u+2的相位时的码元，x mod4为3时，码元#x是使用图6飞时刻u+3的相位时的码元。

还有，在本实施方式中，图14（A）所示的调制信号z1未变更相位。

这样，在采用OFDM方式等的多载波传输方式的情况下，和单载波传输时不同，具有能够沿频率轴方向排列码元的特征。而且，码元的排列方法不限于图14的排列方法。对于其他的例子，使用图15、图16进行说明。

图15表示和图14不同的横轴频率、纵轴时间上的图13的排序部1301A、1301B中的码元的排序方法的一例，图15（A）表示调制信号z1的码元的排序方法，图15（B）表示调制信号z2的码元的排序方法。图15（A）（B）和图14的不同之处为，调制信号z1的码元的排序方法与调制信号z2的码元的排序方法不同，在图15（B）中，将码元#0～#5配置于载波4～载波9中，将码元#6～#9配置于载波0～3中，随后，以同样的规则，将码元#10～#19配置于各载波中。此时，和图14（B）相同，图15（B）所示的码元群1502是使用图6所示的相位变更方法时的1周期量的码元。

图16表示和图14不同的横轴频率、纵轴时间上的图13的排序部1301A、1301B中的码元的排序方法的一例，图16（A）表示调制信号z1的码元的排序方法，图16（B）表示调制信号z2的码元的排序方法。图16（A）（B）和图14的不同之处为，在图14中，将码元依次配置到载波中，而在图16中，未将码元依次配置到载波中。当然，在图16中，也可以与图15同样地，使调制信号z1的码元的排序方法和调制信号z2的排序方法不同。

图17表示和图14～16不同的横轴频率、纵轴时间上的图13的排序部1301A、1301B中的码元的排序方法的一例，图17（A）表示调制信号z1的码元的排序方法，图17（B）表示调制信号z2的码元的排序方法。在图14～16中，将码元沿频率轴方向进行排列，而在图17中利用频率、时间轴的双方来配置码元。

在图6中，说明了按4时隙切换相位的变更时的例子，而在此，以按8时隙来切换的情况为例进行说明。图17所示的码元群1702是使用相位变更方法时的1周期量的码元（因此是8码元），码元#0是使用时刻u的相位时的码元，码元#1是使用时刻u+1的相位时的码元，码元#2是使用时刻u+2的相位时的码元，码元#3是使用时刻u+3的相位时的码元，码元#4是使用时刻u+4的相位时的码元，码元#5是使用时刻u+5的相位时的码元，码元#6是使用时刻u+6的相位时的码元，码元#7是使用时刻u+7的相位时的码元。因此，在码元#x中，x mod8为0时，码元#x是使用时刻u的相位时的码元，x mod8为1时，码元#x是使用时刻u+1的相位时的码元，x mod8为2时，码元#x是使用时刻u+2的相位时的码元，x mod8为3时，码元#x是使用时刻u+3的相位时的码元，x mod8为4时，码元#x是使用时刻u+4的相位时的码元，x mod8为5时，码元#x是使用时刻u+5的相位时的码元，x mod8为6时，码元#x是使用时刻u+6的相位时的码元，x mod8为7时，码元#x是使用时刻u+7的相位时的码元。在图17码元的排列方法中，虽然使用在时间轴方向上为4时隙、在频率轴方向上为2时隙的总计4×2＝8时隙，来配置1周期量的码元，但是此时，设一周期量的码元的数量为m×n码元（即相乘的相位存在m×n种。），为了配置1周期量的码元而使用的频率轴方向的时隙（载波数）为n，在时间轴方向上使用的时隙为m，优选为m＞n。此时，直接波的相位为，时间轴方向的变动和频率轴方向的变动相比较为缓和。因此，为了减小恒定的直接波的影响，而进行本实施方式的规则相位的变更，因而希望在进行相位变更的周期内减小直接波的变动。因此，优选为m＞n。另外，若考虑到上面的问题，与只在频率轴方向或者只按时间轴方向上排序码元相比，像图17那样，利用频率轴和时间轴的双方来进行排序，直接波变得恒定的可能性较高，易于得到本发明的效果。但是，若沿频率轴方向进行排列，则频率轴的变动较为剧烈，可能会得到分集增益，因此利用频率轴和时间轴的双方来进行排序的方法未必是最佳的方法。

图18表示和图17不同的横轴频率、纵轴时间上的图13的排序部1301A、1301B中的码元的排序方法的一例，图18（A）表示调制信号z1的码元的排序方法，图18（B）表示调制信号z2的码元的排序方法。图18和图17同样，利用频率、时间轴的双方来配置码元，但是和图17的不同之处在于，在图17中，使频率方向优先，然后沿时间轴方向配置码元，与之相对，在图18中，使时间轴方向优先，然后沿时间轴方向配置码元。在图18中，码元群1802是使用相位变更方法时的1周期量的码元。

还有，在图17、图18中，和图15同样，配置为调制信号z1的码元配置方法和调制信号z2的码元配置方法不同也能够同样地实施，并且，能够获得能够得到较高的接收品质这样的效果。另外，在图17、图18中，即便象图16那样未依次配置码元，也能够同样地实施，并且，能够获得能够得到较高的接收品质这样的效果。

图22表示和上述不同的横轴频率、纵轴时间上的图13的排序部1301A、130B中的码元的排序方法的一例。考虑使用图6的时刻u～u+3那样的4时隙来规则地变更相位的情况。在图22中特征点在于，虽然沿频率轴方向依次排列码元，但是在进入到时间轴方向时，使循环进行n（在图22的例子中n＝1）码元循环移位。在图22中的频率轴方向的码元群2210所示的4码元中，执行图6的时刻u～u+3的相位变更。

此时，在#0的码元中进行使用时刻u的相位的相位变更，在#1中进行使用时刻u+1的相位的相位变更，在#2中进行使用时刻u+2的相位的相位变更，在#3中进行使用时刻u+3的相位的相位变更。

对于频率轴方向的码元群2220来说也同样地，在#4的码元中进行使用时刻u的相位的相位变更，在#5中进行使用时刻u+1的相位的相位变更，在#6中进行使用时刻u+2的相位的相位变更，在#7中进行使用时刻u+3的相位的相位变更。

在时间$1的码元中，虽然进行了上述的相位的变更，但是在时间轴方向上，进行了循环移位，所以针对码元群2201、2202、2203、2204，如下执行相位的变更。

对于时间轴方向的码元群2201来说，在#0的码元中进行使用时刻u的相位的相位变更，在#9中进行使用时刻u+1的相位的相位变更，在#18中进行使用时刻u+2的相位的相位变更，在#27中进行使用时刻u+3的相位的相位变更。

对于时间轴方向的码元群2202来说，在#28的码元中进行使用时刻u的相位的相位变更，在#1中进行使用时刻u+1的相位的相位变更，在#10中进行使用时刻u+2的相位的相位变更，在#19中进行使用时刻u+3的相位的相位变更。

对于时间轴方向的码元群2203来说，在#20的码元中进行使用时刻u的相位的相位变更，在#29中进行使用时刻u+1的相位的相位变更，在#2中进行使用时刻u+2的相位的相位变更，在#11中进行使用时刻u+3的相位的相位变更。

对于时间轴方向的码元群2204来说，在#12的码元中进行使用时刻u的相位的相位变更，在#21中进行使用时刻u+1的相位的相位变更，在#30中进行使用时刻u+2的相位的相位变更，在#3中进行使用时刻u+3的相位的相位变更。

图22中的特征为，例如在着眼于#11的码元时，同一时刻的频率轴方向的两邻的码元（#10和#12）都使用和#11不同的相位来进行相位的变更，并且#11码元的同一载波的时间轴方向两邻的码元（#2和#20）都使用和#11不同的相位来进行相位的变更。而且，这并不限于#11的码元，在频率轴方向及时间轴方向上，在两旁存在码元的全部码元中都具有和#11的码元相同的特征。由此，有效地变更相位，不易受到直接波对稳定状况的影响，因此数据的接收品质得到改善的可能性增高。

在图22中，作为n＝1进行了说明，但是并不限于此，作为n＝3也能够同样地实施。另外，在图22中，在沿频率轴排列码元，并且时间沿轴向前进时，由于具有对码元的配置顺序进行循环移位的特征，所以实现了上述特征，但是还有通过随机（也可以规则地）地配置码元来实现上述特征的方法。

（实施方式2）

在上述实施方式1中，变更了加权合成后的（以固定的预编码矩阵预编码后的）信号z（t）的相位。在此，公开能够获得和上述实施方式1相同的效果的相位变更方法的各种实施方式。

在上述实施方式中，如图3及图6所示，构成为相位变更部317B仅对来自加权合成部600的一方的输出执行相位的变更。

但是，作为执行相位变更的定时，也可以在由加权合成部600进行预编码之前执行，并且发送装置也可以取代图6所示的结构，而如图25所示，将相位变更部317B设置于加权合成部600的前部。

这种情况下，也可以是，相位变更部317B对依据所选择的调制方式的映射的基带信号s2（t）执行规则相位的变更，输出s2'（t）＝s2（t）y（t）（其中，y（t）随着t变更），加权合成部600对s2'（t）执行预编码，输出z2（t）（＝W2s2'（t））（参见公式（42））并发送。

另外，相位的变更也可以对两个调制信号s1（t）、s2（t）的双方执行，并且发送装置也可以取代图6所示的结构，而如图26所示，采用对加权合成部600的双方的输出设置相位变更部的结构。

相位变更部317A和相位变更部317B同样地，规则地变更所输入的信号的相位，变更来自加权合成部的预编码后的信号z1'（t）的相位，将变更相位后的信号z1（t）输出给发送部。

但是，相位变更部317A及相位变更部317B的相互变更相位的相位的程度在相同的定时内，执行图26所示的相位的变更。（其中，下面为一例，相位的变更方法不限于此。）在时刻u，图26的相位变更部317A执行相位的变更，以成为z1（t）＝y₁（t）z1'（t），并且，相位变更部317B执行相位的变更，以成为z2（t）＝y₂（t）z2'（t）。例如，如图26所示，在时刻u，y₁（u）＝e^j0、y₂（u）＝e^-jπ/2，在时刻u+1，y₁（u+1）＝e^jπ/4、y₂（u+1）＝e^-j3π/4，…，在时刻u+k，y₁（u+k）＝e^jkπ/4、y₂（u+k）＝e^{j(-kπ/4-π/2）}，如此执行相位的变更。还有，规则地变更相位的周期既可以在相位变更部317A和相位变更部317B中相同，也可以是不同的周期。

另外，如上所述，变更相位的定时也可以在由加权合成部执行预编码之前，发送装置也可以取代图26所示的结构，而采用图27所示的结构。

在规则地变更两个调制信号的相位时，在各个发送信号中，例如作为控制信息而包含各自的相位变更模式的信息，接收装置可以通过取得该控制信息，来掌握发送装置所规则地切换的相位变更方法、即相位变更模式，由此，能够执行正确的解调（检波）。

接下来，对于图6、图25的结构的变形例，使用图28、图29进行说明。图28和图6的不同之处为，存在与相位变更ON/OFF有关的信息2800以及将相位变更为z1'（t）、z2'（t）的某一个（按同一时刻或者同一频率，对z1'（t）、z2'（t）的某一个实施相位变更。）。因此，对z1'（t）、z2'（t）的某一个执行相位变更，所以图28的相位变更部317A、相位变更部317B存在执行相位变更（ON）的情况和不执行相位变更（OFF）的情况。该与ON/OFF有关的控制信息是与相位变更ON/OFF有关的信息2800。该与相位变更ON/OFF有关的信息2800从图3所示的信号处理方法信息生成部314输出。

图28的相位变更部317A以成为z1（t）＝y₁（t）z1'（t）的方式执行相位的变更，并且，相位变更部317B以成为z2（t）＝y₂（t）z2'（t）的方式执行相位的变更。

此时，例如z1'（t）按周期4进行相位变更。（此时，z2'（t）不进行相位变更。）因此，在时刻u，y₁（u）＝e^j0、y₂（u）＝1，在时刻u+1，y₁（u+1）＝e^jπ/2、y₂（u+1）＝1，在时刻u+2，y₁（u+2）＝e^jπ、y₂（u+2）＝1，在时刻u+3，y₁（u+3）＝e^j3π/2、y₂（u+3）＝1。

接下来，例如z2'（t）按周期4进行相位变更。（此时，z1'（t）不进行相位变更。）因此，在时刻u+4，y₁（u+4）＝1、y₂（u+4）＝e^j0，在时刻u+5，y₁（u+5）＝1、y₂（u+5）＝e^jπ/2，在时刻u+6，y₁（u+6）＝1、y₂（u+6）＝e^jπ，在时刻u+7，y₁（u+7）＝1、y₂（u+7）＝e^j3π/2。

因此，在上述的例子中，

时刻8k时，y₁（8k）＝e^j0、y₂（8k）＝1，

时刻8k+1时，y₁（8k+1）＝e^jπ/2、y₂（8k+1）＝1，

时刻8k+2时，y₁（8k+2）＝e^jπ、y₂（8k+2）＝1，

时刻8k+3时，y₁（8k+3）＝e^j3π/2、y₂（8k+3）＝1，

时刻8k+4时，y₁（8k+4）＝1、y₂（8k+4）＝e^j0，

时刻8k+5时，y₁（8k+5）＝1、y₂（8k+5）＝e^jπ/2，

时刻8k+6时，y₁（8k+6）＝1、y₂（8k+6）＝e^jπ，

时刻8k+7时，y₁（8k+7）＝1、y₂（8k+7）＝e^j3π/2

如上所述，存在仅z1'（t）变更相位的时间和仅z2'（t）变更相位的时间。另外，通过仅z1'（t）变更相位的时间和仅z2'（t）变更相位的时间，构成相位变更的周期。另外，在上述情况下，使仅z1'（t）进行相位变更时的周期和仅z2'（t）进行相位变更时的周期相同，但是并不限于此，仅z1'（t）进行相位变更时的周期和仅z2'（t）进行相位变更时的周期也可以不同。另外，在上述的例子中，说明了在将z1'（t）按4周期进行相位变更之后将z2'（t）按4周期进行相位变更，但是并不限于此，z1'（t）的相位变更和z2'（t）的相位变更的顺序是任意的（例如，也可以交替进行z1'（t）的相位变更和z2'（t）的相位变更，还可以是依据某个规则的顺序，并且顺序也可以是随机的。）

图29的相位变更部317A以成为s1'（t）＝y₁（t）s1（t）的方式进行相位的变更，并且，相位变更部317B以成为s2'（t）＝y₂（t）s2（t）的方式进行相位的变更。

此时，例如s1（t）按周期4进行相位变更。（此时，s2（t）不进行相位变更。）因此，在时刻u，y₁（u）＝e^j0、y₂（u）＝1，在时刻u+1，y₁（u+1）＝e^jπ/2、y₂（u+1）＝1，在时刻u+2，y₁（u+2）＝e^jπ、y₂（u+2）＝1，在时刻u+3，y₁（u+3）＝e^j3π/2、y₂（u+3）＝1。

接下来，例如s2（t）按周期4进行相位变更。（此时，s1（t）不进行相位变更。）因此，在时刻u+4，y₁（u+4）＝1、y₂（u+4）＝e^j0，在时刻u+5，y₁（u+5）＝1、y₂（u+5）＝e^jπ/2，在时刻u+6，y₁（u+6）＝1、y₂（u+6）＝e^jπ，在时刻u+7，y₁（u+7）＝1、y₂（u+7）＝e^j3π/2。

因此，在上述的例子中

时刻8k时，y₁（8k）＝e^j0、y₂（8k）＝1，

时刻8k+1时，y₁（8k+1）＝e^jπ/2、y₂（8k+1）＝1，

时刻8k+2时，y₁（8k+2）＝e^jπ、y₂（8k+2）＝1，

时刻8k+3时，y₁（8k+3）＝e^j3π/2、y₂（8k+3）＝1，

时刻8k+4时，y₁（8k+4）＝1、y₂（8k+4）＝e^j0，

时刻8k+5时，y₁（8k+5）＝1、y₂（8k+5）＝e^jπ/2，

时刻8k+6时，y₁（8k+6）＝1、y₂（8k+6）＝e^jπ，

时刻8k+7时，y₁（8k+7）＝1、y₂（8k+7）＝e^j3π/2

如上所述，存在仅s1（t）变更相位的时间和仅s2（t）变更相位的时间。另外，通过仅s1（t）变更相位的时间和仅s2（t）变更相位的时间，构成相位变更的周期。另外，在上述情况下，使仅s1（t）进行相位变更时的周期和仅s2（t）进行相位变更时的周期相同，但是并不限于此，仅s1（t）进行相位变更时的周期和仅s2（t）进行相位变更时的周期也可以不同。另外，在上述的例子，说明了在将s1（t）按4周期进行相位变更之后将s2（t）按4周期进行相位变更，但是并不限于此，s1（t）的相位变更和s2（t）的相位变更的顺序是任意的（例如，也可以交替进行s1（t）的相位变更和s2（t）的相位变更，还可以是依据某个规则的顺序，并且顺序也可以是随机的。）

由此，能够使接收装置侧的接收到发送信号z1（t）及z2（t）时的各自的接收状态变得均等，并且通过在接收到的信号z1（t）及z2（t）各自的码元中周期性切换相位，能够提高纠错解码后的纠错能力，因而能够提高LOS环境下的接收品质。

以上，采用实施方式2所示的结构也能够获得和上述实施方式1相同的效果。

在本实施方式中，说明了单载波方式的例子，也就是对时间轴进行相位变更的情况，但是并不限于此，在进行多载波传输的情况下也能够同样地实施。因此，例如在采用扩频通信方式、OFDM（OrthogonalFrequency-Division Multiplexing）方式、SC-FDMA（Single CarrierFrequency Division Multiple Access）、SC-OFDM（Single CarrierOrthogonal Frequency-Division Multiplexing）方式及非专利文献7等中所示的子波OFDM方式等的情况下，也能够同样地实施。如前所述，在本实施方式中，作为进行相位变更的说明，说明了按时间t轴方向进行相位变更的情况，但是和实施方式1同样地，沿频率轴方向进行相位变更，也就是说，在本实施方式中，在t方向上的相位变更的说明中将t置换为f（f：频率（（子）载波）），从而将本实施方式中说明的相位变更方法应用于频率方向的相位变更。另外，本实施方式的相位变更方法和实施方式1的说明同样，在对时间-频率方向的相位变更中也能够应用。

因此，在图6、图25、图26及图27中表示按时间轴方向执行相位变更的情形，而在图6、图25、图26及图27中，相当于通过将时间t置换为载波f，来进行频率方向上的相位变更，并且相当于通过将时间t置换为时间t、频率f，也就是将（t）置换为（t、f），来按时间频率的块来进行相位变更。

而且，在本实施方式中，数据码元以外的码元，例如导频码元（导言、独特字等）及控制信息传输用的码元等可以任意地配置到帧中。

（实施方式3）

在上述实施方式1及2中，规则地变更了相位。在本实施方式3中，公开如下的方法：从发送装置来看，在分散于各处的接收装置中，无论接收装置配置在哪里，各接收装置都获得良好的数据接收品质。

在本实施方式3中，说明变更相位而得到的信号的码元配置。

图31表示，在规则地变更相位的发送方式中，采用OFDM方式的多载波方式时的时间-频率轴上的信号的一部分码元的帧结构的一例。

首先，说明对实施方式1中说明的2个预编码后的基带信号之中的一个基带信号（参见图6）进行相位变更时的例子。

（还有，在图6中表示沿时间轴方向执行相位变更的情况，在图6中，相当于通过将时间t置换为载波f，来进行频率方向上的相位变更，并且相当于通过将时间t置换为时间t、频率f，也就是将（t）置换为（t、f），来按时间频率的块执行相位变更。）

图31表示作为图12所示的相位变更部317B的输入的、调制信号z2'的帧结构，1个方形表示码元（其中，由于实施预编码而通常含有s1和s2双方的信号，但是根据预编码矩阵的结构不同，有时仅为s1和s2的一个信号。）。

这里，着眼于图31的载波2、时刻$2的码元3100。还有，虽然在此记述为载波，但是也有时称呼为子载波。

在载波2中，与时刻$2在时间上最邻接的码元、也就是载波2的时刻$1的码元3103和时刻$3的码元3101的各自的信道状态，和载波2的时刻$2的码元3100的信道状态相比，相关性非常高。

同样地，在时刻$2，在频率轴方向上与载波2最邻接的频率的码元、也就是载波1的时刻$2的码元3104和时刻$2的载波3的码元3104的信道状态，和载波2的时刻$2的码元3100的信道状态相比，相关性都非常高。

如上所述，码元3101、3102、3103及3104各自的信道状态和码元3100的信道状态的相关性非常高。

在本说明书中，在规则地变更相位的发送方法中，作为相乘的相位，准备了N种相位（其中，N为2以上的整数）。在图31所示的码元中，例如附上了“e^j0”这样的记述，这意味着，对该码元中的图6内的信号z2'乘以“e^j0”而变更相位。也就是说，记述在图31的各码元中的值成为式（42）中的y（t）以及实施方式2中说明的z2（t）＝y₂（t）z2'（t）中的y₂（t）的值。

在本实施方式中，公开如下内容：利用在该按频率轴方向上相互邻接的码元及/或在时间轴方向上相互邻接的码元的信道状态的相关性较高的状况，在接收装置侧，获得较高的数据接收品质的变更相位后的码元的码元配置。

作为在该接收侧获得较高的数据接收品质的条件，考虑＜条件#1＞、＜条件#2＞。

＜条件#1＞

像图6那样，在对预编码后的基带信号z2'规则地变更相位的发送方法中，采用OFDM那样的多载波传输方式的情况下，时间X·载波Y是数据传输用的码元（以下称为数据码元），在时间轴方向上邻接的码元，也就是时间X-1·载波Y及时间X+1·载波Y都是数据码元，在与这3个数据码元对应的预编码后的基带信号z2'，也就是时间X·载波Y、时间X-1·载波Y及时间X+1·载波Y中的各个预编码后的基带信号z2'中，都执行不同的相位变更。

＜条件#2＞

象图6那样，在对预编码后的基带信号z2'规则地变更相位的发送方法中，采用OFDM的那种多载波传输方式的情况下，时间X·载波Y是数据传输用的码元（以下称为数据码元），并且是在频率轴方向上邻接的码元、即时间X·载波Y-1及时间X·载波Y+1都是数据码元的情况下，在与这3个数据码元对应的预编码后的基带信号z2'、即时间X·载波Y、时间X·载波Y-1及时间X·载波Y+1中的各个预编码后的基带信号z2'中，都执行不同的相位变更。

而且，存在满足＜条件#1＞的数据码元即可。同样，存在满足＜条件#2＞的数据码元即可。

导出该＜条件#1＞＜条件#2＞的原因如下。

在发送信号中存在某个码元（下面称为码元A），与该码元A在时间上邻接的码元各自的信道状态如上所述，和码元A的信道状态之间的相关性较高。

因此，若在时间上邻接的3码元中使用不同的相位，则即使在LOS环境下码元A是很差的接收品质（虽然作为SNR得到了较高的接收品质，但是因为直接波的相位关系是很差的状况，所以是接收品质较差的状态），在剩余的与码元A邻接的2码元中，能够获得良好的接收品质的可能性也非常高，其结果为，纠错解码后能够获得良好的接收品质。

同样地，在发送信号中存在某个码元（下面称为码元A），与该码元A在频率上邻接的码元各自的信道状态如上所述，和码元A的信道状态之间的相关性较高。

因此，若在频率上邻接的3码元中使用不同的相位，则尽管在LOS环境下码元A是很差的接收品质（虽然作为SNR得到了较高的接收品质，但是因为直接波的相位关系是很差的状况，所以是接收品质较差的状态），在剩余的与码元A邻接的2码元中，能够获得良好的接收品质的可能性也非常高，其结果为，纠错解码后能够获得良好的接收品质。

另外，若将＜条件#1＞和＜条件#2＞组合，则在接收装置中，能够进一步提高数据的接收品质。因此，能够导出下面的＜条件#3＞。

＜条件#3＞

像图6那样，在对预编码后的基带信号z2'规则地变更相位的发送方法中，采用OFDM那样的多载波传输方式的情况下，时间X·载波Y是数据传输用的码元（下面称呼为数据码元），并且是在时间轴方向上邻接的码元、即时间X-1·载波Y及时间X+1·载波Y都是数据码元，并且是在频率轴方向上邻接的码元、即时间X·载波Y-1及时间X·载波Y+1都是数据码元的情况下，在与这5个数据码元对应的预编码后的基带信号z2'、即时间X·载波Y、时间X-1·载波Y、时间X+1·载波Y、时间X·载波Y-1及时间X·载波Y+1中的各个预编码后的基带信号z2'中，都执行不同的相位变更。

这里，对“不同的相位变更”进行补充。相位变更在0弧度到2π弧度内定义。例如，假设在时间X·载波Y中，对图6的预编码后的基带信号z2'实施的相位变更为e^jθX，Y，在时间X-1·载波Y中，对图6的预编码后的基带信号z2'实施的相位变更为e^jθX-1，Y，在时间X+1·载波Y中，对图6的预编码后的基带信号z2'实施的相位变更为e^jθX+1，Y，则0弧度≦θ_X，Y＜2π、0弧度≦θ_X-1，Y＜2π、0弧度≦θ_X+1，Y＜2π。因此，在＜条件#1＞中，θ_{X， Y}≠θ_X-1，Y且θ_X，Y≠θ_X+1，Y且θ_X+1，Y≠θ_X-1，Y成立。若同样地考虑，在＜条件#2＞中，θ_X，Y≠θ_X，Y-1且θ_X，Y≠θ_X，Y+1且θ_X，Y-1≠θ_X-1，Y+1成立，在＜条件#3＞中，θ_X，Y≠θ_X-1，Y且θ_X，Y≠θ_X+1，Y且θ_X，Y≠θ_X，Y-1且θ_X，Y≠θ_X，Y+1且θ_{X-1， Y}≠θ_X+1，Y且θ_X-1，Y≠θ_X，Y-1且θ_X-1，Y≠θ_X，Y+1且θ_X+1，Y≠θ_X，Y-1且θ_X+1，Y≠θ_{X， Y+1}且θ_X，Y1≠θ_X，Y+1成立。

而且，存在满足＜条件#3＞的数据码元即可。

图31是＜条件#3＞的例子，其以如下方式排列：对与码元3100对应的图6预编码后的基带信号z2'相乘的相位、对与码元3101对应的图6预编码后的基带信号z2'、与3103对应的图6预编码后的基带信号z2'相乘的相位、以及对与在频率上邻接的码元3102对应的图6预编码后的基带信号z2'、与3104对应的图6预编码后的基带信号z2'相乘的相位相互不同，上述码元3100对应于码元A，上述码元3101与码元3100在时间上邻接；因此，尽管在接收侧码元3100的接收品质可能很差，但是其邻接的码元的接收品质变得非常高，所以能够确保纠错解码后的较高的接收品质。

图32表示根据该条件来变更相位而得到的码元的配置例。

从图32可知，在任一的数据码元中，对于其相位在频率轴方向及时间轴方向的双方上相互邻接的码元所变更的相位的程度成为相互不同的相位变更量。通过这样构成，能够进一步提高接收装置中的纠错能力。

也就是说，在图32中，在时间轴方向上邻接的码元中存在数据码元的情况下，＜条件#1＞在全部的X、全部的Y中成立。

同样，在图32中，在频率方向上邻接的码元中存在数据码元的情况下，＜条件#2＞在全部的X、全部的Y中成立。

同样地，在图32中，在频率方向上邻接的码元中存在数据码元，且在时间轴方向上邻接的码元中存在数据码元的情况下，＜条件#3＞在全部的X、全部的Y中成立。

下面，通过实施方式2中说明的、对2个预编码后的基带信号进行相位变更时（参见图26）的例子来进行说明。

像图26那样，在对预编码后的基带信号z1'及预编码后的基带信号z2'的双方赋予相位变更的情况下，相位变更方法有数个方法。详细说明这一点。

作为方法1，预编码后的基带信号z2'的相位变更如前所述，如图32那样进行相位变更。在图32中，预编码后的基带信号z2'的相位变更设为周期10。但是，如前所述，为了满足＜条件#1＞＜条件#2＞＜条件#3＞，在（子）载波1中，随着时间变更对预编码后的基带信号z2'实施的相位变更。（在图32中，实施了这种变更，但是也可以设为周期10，而采用别的相位变更方法）而且，预编码后的基带信号z1'的相位变更如图33那样，预编码后的基带信号z2'的相位变更为，周期10的1周期量的相位变更的值为一定。在图33中，在包含（预编码后的基带信号z2'的相位变更的）1周期量在内的时刻$1，预编码后的基带信号z1'的相位变更的值为e^j0，在包含接下来的（预编码后的基带信号z2'的相位变更的）1周期量的时刻$2，预编码后的基带信号z1'的相位变更的值为e^jπ/9，…。

还有，在图33所示的码元中，例如附上了“e^j0”这样的记述，这意味着，对该码元内图26中的信号z1'，乘以“ej⁰”而变更了相位。也就是说，记述在图33的各码元中的值成为实施方式2中所说明的z1（t）＝y₁（t）z1'（t）中的y₁（t）的值。

预编码后的基带信号z1'的相位变更如图33那样，预编码后的基带信号z2'的相位变更为，周期10的1周期量的相位变更的值设为一定，进行相位变更的值和1周期量的编号一起变更。（如上所述，在图33中，对于第1个1周期量设为e^j0，对于第2个1周期量设为e^jπ/9，…。）

通过上述那样构成，预编码后的基带信号z2'的相位变更为周期10，并且能够获得如下效果：考虑了预编码后的基带信号z1'的相位变更和预编码后的基带信号z2'的相位变更的双方时的周期能够大于10。因此，能够提高接收装置的数据接收品质。

作为方法2，预编码后的基带信号z2'的相位变更如前所述，如图32那样执行相位变更。在图32中，预编码后的基带信号z2'的相位变更设为周期10。但是，如前所述，为了满足＜条件#1＞＜条件#2＞＜条件#3＞，在（子）载波1中，随着时间变更了对预编码后的基带信号z2'实施的相位变更。（在图32中，实施了这种变更，但是也可以设为周期10，而采用别的相位变更方法）而且，预编码后的基带信号z1'的相位变更如图30所示，预编码后的基带信号z2'的相位变更进行和周期10不同的周期3内的相位变更。

还有，在图30所示的码元中，例如附上了“e^j0”这样的记述，这意味着，对该码元内的图26中的信号z1'乘以“e^j0”而变更了相位。也就是说，记述在图30的各码元中的值成为实施方式2中所说明的z1（t）＝y₁（t）z1'（t）中y₁（t）的值。

通过如上构成，预编码后的基带信号z2'的相位变更是周期10，并且能够获得如下的效果：考虑了预编码后的基带信号z1'的相位变更和预编码后的基带信号z2'的相位变更的双方时的周期为30，考虑了预编码后的基带信号z1'的相位变更和预编码后的基带信号z2'的相位变更的双方时的周期大于10。因此，能够提高接收装置的数据接收品质。作为方法2的一个有效方法，在将预编码后的基带信号z1'的相位变更的周期设为N，将预编码后的基带信号z2'的相位变更的周期设为M时，特别是若N和M是互为素数的关系，则具有如下优点：考虑到预编码后的基带信号z1'的相位变更和预编码后的基带信号z2'的相位变更的双方时的周期能够容易地设定为N×M这样的较大的周期的优点，即便N和M是互为素数的关系，也能够增大周期。

还有，本实施方式3的相位变更方法是一例，并不限于此，如同实施方式1、实施方式2中所说明的那样，无论按频率轴方向进行相位变更，或按时间轴方向进行相位变更，或者按时间-频率的块执行相位变更，都同样地具有能够提高接收装置中数据的接收品质的效果。

除了上面所说明的帧结构之外，还可以想到在数据码元间插入导频码元（SP（Scattered Pilot））或传输控制信息的码元等。详细说明这种情况下的相位变更。

图47表示，调制信号（预编码后的基带信号）z1或者z1'及调制信号（预编码后的基带信号）z2'的时间-频率轴上的帧结构，图47（a）是调制信号（预编码后的基带信号）z1或者z1'的时间-频率轴上的帧结构，图47（b）是调制信号（预编码后的基带信号）z2'的时间-频率轴上的帧结构。在图47中，4701表示导频码元，4702表示数据码元，数据码元4702是实施了预编码或者预编码和相位变更后的码元。

图47像图6那样，表示对预编码后的基带信号z2'进行相位变更时的码元配置（对预编码后的基带信号z1不进行相位变更）。（还有，在图6中示出了按时间轴方向进行相位变更的情况，但是在图6中，相当于通过将时间t置换为载波f来进行频率方向上的相位变更，并且相当于通过将时间t置换为时间t、频率f，也就是说将（t）置换为（t、f），来按时间频率的块执行相位变更。）因此，记述在图47的预编码后的基带信号z2'的码元中的数值表示相位的变更值。还有，图47的预编码后的基带信号z1'（z1）的码元由于不进行相位变更，因而未记述数值。

在图47中重要之处为，对于预编码后的基带信号z2'的相位变更是对数据码元、也就是已经实施了预编码的码元实施的。（这里记述为码元，但是在这里所述的码元中，因为已经实施预编码，所以含有s1的码元和s2的码元的双方。）因此，对z2'内所插入的导频码元不实施相位变更。

图48表示调制信号（预编码后的基带信号）z1或者z1'及调制信号（预编码后的基带信号）z2'的时间-频率轴上的帧结构，图48（a）是调制信号（预编码后的基带信号）z1或者z1'的时间-频率轴上的帧结构，图48（b）是调制信号（预编码后的基带信号）z2'的时间-频率轴上的帧结构。在图48中，4701表示导频码元，4702表示数据码元，数据码元4702是实施了预编码和相位变更的码元。

图48像图26那样，表示对预编码后的基带信号z1'及预编码后的基带信号z2'进行相位变更时的码元配置。（还有，虽然在图26中示出了按时间轴方向进行相位变更的情况，但是在图26中，相当于通过将时间t置换为载波f来进行频率方向上的相位变更，并且相当于通过将时间t置换为时间t、频率f，也就是将（t）置换为（t、f），来按时间频率的块进行相位变更。）从而，记述在图48的预编码后的基带信号z1'及预编码后的基带信号z2'的码元中的数值表示相位的变更值。

在图48中重要之处为，对于预编码后的基带信号z1'的相位变更是对数据码元、即已经实施了预编码的码元实施的，并且，对于预编码后的基带信号z2'的相位变更是对数据码元、即已经实施了预编码的码元实施的。（这里记述为码元，但是在这里所述的码元中，因为已经实施了预编码，所以含有s1的码元和s2的码元的双方。）因此，对z1'内所插入的导频码元不实施相位变更，并且，对z2'内插入的导频码元不实施相位变更。

图49表示调制信号（预编码后的基带信号）z1或者z1'及调制信号（预编码后的基带信号）z2'的时间-频率轴上的帧结构，图49（a）是调制信号（预编码后的基带信号）z1或者z1'的时间-频率轴上的帧结构，图49（b）是调制信号（预编码后的基带信号）z2'的时间-频率轴上的帧结构。在图49中，4701是导频码元，4702是数据码元，4901是零码元，并且基带信号的同相成分I＝0，正交成分Q＝0。此时，数据码元4702是实施了预编码或者预编码和相位变更后的码元。图49和图47的不同为数据码元以外的码元的构成方法，并且在调制信号z1'中插入了导频码元的时间和载波上，调制信号z2'变成零码元（null symbol），相反，在调制信号z2'中插入了导频码元的时间和载波上，调制信号z1'变成零码元。

图49像图6那样，表示对预编码后的基带信号z2'进行相位变更时的码元配置（对预编码后的基带信号z1不进行相位变更）。（还有，虽然在图6中示出了按时间轴方向进行相位变更的情况，但是在图6中，相当于通过将时间t置换为载波f来进行按频率方向的相位变更，并且相当于通过将时间t置换为时间t、频率f，也就是将（t）置换为（t、f），来按时间频率的块进行相位变更。）因此，记述在图49的预编码后的基带信号z2'的码元中的数值表示相位的变更值。还有，图49的预编码后的基带信号z1'（z1）的码元由于不进行相位变更，因而未记述数值。

在图49中重要之处为，对于预编码后的基带信号z2'的相位变更是对数据码元、即已经实施了预编码的码元实施的。（这里记述为码元，但是在这里所述的码元中，因为已经实施了预编码，所以含有s1的码元和s2的码元的双方。）从而，对z2'内所插入的导频码元不实施相位变更。

图50表示调制信号（预编码后的基带信号）z1或者z1'及调制信号（预编码后的基带信号）z2'的时间-频率轴上的帧结构，图50（a）是调制信号（预编码后的基带信号）z1或者z1'的时间-频率轴上的帧结构，图50（b）是调制信号（预编码后的基带信号）z2'的时间-频率轴上的帧结构。在图50中，4701是导频码元，4702是数据码元，4901是零码元，并且基带信号的同相成分I＝0，正交成分Q＝0。此时，数据码元4702是实施了预编码或者预编码和相位变更后的码元。图50和图48的不同为数据码元以外的码元的构成方法，并且在调制信号z1'中插入了导频码元的时间和载波上，调制信号z2'变成零码元，相反，在调制信号z2'中插入了导频码元的时间和载波上，调制信号z1'变成零码元。

图50像图26那样，表示对预编码后的基带信号z1'及预编码后的基带信号z2'进行相位变更时的码元配置。（还有，在图26中表示按时间轴方向进行相位变更的情形，但是在图26中，相当于通过将时间t置换为载波f来进行按频率方向的相位变更，并且相当于通过将时间t置换为时间t、频率f，也就是将（t）置换为（t、f），来按时间频率的块执行相位变更。）因此，记述在图50的预编码后的基带信号z1'及预编码后的基带信号z2'的码元中的数值表示相位的变更值。

在图50中重要之处为，对于预编码后的基带信号z1'的相位变更是对数据码元、即已经实施了预编码的码元实施的，并且，对于预编码后的基带信号z2'的相位变更是对数据码元、即已经实施了预编码的码元实施的。（这里记述为码元，但是在这里所述的码元中，因为已经实施了预编码，所以含有s1的码元和s2的码元的双方。）从而，对z1'内所插入的导频码元不实施相位变更，并且，对z2'内所插入的导频码元不实施相位变更。

图51表示生成图47、图49的帧结构的调制信号并发送的发送装置的结构的一例，对于和图4同样进行动作的部分，附上相同的符号。

在图51中，加权合成部308A、308B及相位变更部317B仅在示出帧结构信号313是数据码元的定时的时刻进行动作。

图51的导频码元（兼作零码元生成）生成部5101在帧结构信号313表示是导频码元（且零码元）的情况下，输出导频码元的基带信号5102A及5102B。

虽然在图47到图50的帧结构中未示出，但是在采用不实施预编码（以及不实施相位旋转）的例如从1根天线发送调制信号的方式（这种情况下，不从另一根天线传输信号）、或者使用了空时码（特别是空时块码）的传输方式来发送控制信息码元的情况下，控制信息码元生成部5104以控制信息5103及帧结构信号313为输入，在帧结构信号313表示是控制信息码元时，输出控制信息码元的基带信号5102A、5102B。

图51的无线部310A、310B根据作为输入的多个基带信号之中的帧结构信号313，从多个基带信号选择希望的基带信号。然后，实施OFDM信号处理，分别输出依据帧结构的调制信号311A、311B。

图52表示生成图48、图50帧结构的调制信号并发送的发送装置的结构的一例，对于和图4、图51同样地进行动作的部分，附上相同的符号。对图51所添加的相位变更部317A仅在帧结构信号313表示是数据码元的定时的时刻才进行动作。其他与图51的动作相同。

图53是和图51不同的发送装置的构成方法。以下说明不同之处。相位变更部317B像图53那样，以多个基带信号为输入。然后，在帧结构信号313表示是数据码元的情况下，相位变更部317B对预编码后的基带信号316B实施相位变更。然后，在帧结构信号313表示是导频码元（或者零码元）或者控制信息码元的情况下，相位变更部317B停止相位变更的动作，直接输出各码元的基带信号。（作为解释，只要认为强制进行与“e^j0”对应的相位旋转即可。）

选择部5301以多个基带信号为输入，选择帧结构信号313所示的码元的基带信号并输出。

图54是和图52不同的发送装置的构成方法。下面说明不同之处。相位变更部317B像图54那样，以多个基带信号为输入。然后，在帧结构信号313表示是数据码元的情况下，相位变更部317B对预编码后的基带信号316B实施相位变更。然后，在帧结构信号313表示是导频码元（或者零码元）或者控制信息码元的情况下，相位变更部317B停止相位变更的动作，直接输出各码元的基带信号。（作为解释，认为强制进行与“e^j0”对应的相位旋转即可。）

同样地，相位变更部5201像图54那样，以多个基带信号为输入。然后，在帧结构信号313表示是数据码元的情况下，相位变更部5201对预编码后的基带信号309A实施相位变更。然后，在帧结构信号313表示是导频码元（或者零码元）或者控制信息码元的情况下，相位变更部5201停止相位变更的动作，直接输出各码元的基带信号输出。（作为解释，认为强制进行与“e^j0”对应的相位旋转即可）

在上面的说明中，以导频码元、控制码元及数据码元为例进行了说明，但是并不限于此，重要的是，只要采用和预编码不同的传输方法，例如使用了1天线发送、空时块码的传输方式等进行传输的码元，则同样地不赋予相位变更，与此相反，在本发明中重要的是，对于进行了预编码的码元进行相位变更。

因此，本发明的特征为，并不是在时间-频率轴上的帧结构内的全部码元中进行相位变更，而是仅进行了预编码的信号赋予相位变更。

（实施方式4）

在上述实施方式1及2中，公开出规则地变更相位的情形，在实施方式3中，公开出使相互邻接的码元的相位变更之程度不同的情形。

在本实施方式4中，表示相位变更方法根据发送装置使用的调制方式、纠错码的编码率，也可以不同。

在下面的表1中，表示出按照发送装置所设定的各种设定参数来设定的相位变更方法一例。

[表1]

表1内的#1意味着上述实施方式1的调制信号s1（发送装置所设定的调制方式的基带信号s1），#2意味着调制信号s2（发送装置所设定的调制方式的基带信号s2）。表1内的编码率的列表示对于#1、#2的调制方式而由纠错码设定的编码率。表1内的相位变更模式的列如同实施方式1到实施方式3中所说明的那样，表示对预编码后的基带信号z1（z1'）、z2（z2'）实施的相位变更方法，虽然象A、B、C、D、E、…那样设定了相位变更模式，但是这实际上是表示变更相位的程度的变化的信息，例如，表示上述公式（46）或公式（47）所示的那种变更模式。还有，在表1内的相位变更模式的例子中记述为“‐”，这意味着不执行相位变更。

还有，表1所示的调制方式或编码率的组合是一例，也可以包含表1所示的调制方式之外的调制方式（例如128QAM或256QAM等）或编码率（例如7/8等）。另外，如实施方式1所示，纠错码也可以对s1、s2分别设定（还有，在表1的情况下，像图4那样，设为实施一个纠错码的编码的情形。）。另外，也可以将相互不同的多个相位变更模式与相同的调制方式及编码率建立关联。发送装置对接收装置发送表示各相位变更模式的信息，接收装置通过参照该信息和表1来确定相位变更模式，执行解调及解码。还有，在相位变更模式相对于调制方式及纠错方式唯一决定的情况下，只要发送装置将调制方式和纠错方式的信息发送给接收装置，接收装置就可以通过取得其信息来识别相位变更模式，因而这种情况下，相位变更模式的信息不一定需要。

在实施方式1到实施方式3中，说明了对预编码后的基带信号进行相位变更的情况，但不仅是相位，也可以和相位变更同样地以周期规则地变更振幅。因此，在该表1中，也可以与规则地变更调制信号的振幅的振幅变更模式建立对应。这种情况下，在发送装置中，只要在图3或图4的加权合成部308A的后面具备变更振幅的振幅变更部，或者在加权合成部308B的后面具备变更振幅的振幅变更部即可。还有，既可以对预编码后的基带信号z1（t）、z2（t）的一个实施振幅变更（这种情况下，只要在加权合成部308A、308B任一个的后面具备振幅变更部即可），也可以对双方实施振幅变更。

再者，虽然在上述表1中未示出，但也可以不是规则地变更相位，而设为由映射部规则地变更映射方法的结构。

也就是说，将调制信号s1（t）的映射方式从16QAM、将调制信号s2（t）的映射方式从16QAM进行变更，例如像16QAM→16APSK（16AmplitudePhase Shift Keying）→在I-Q平面上作为和16QAM、16APSK不同的信号点配置的第1映射方法→在I-Q平面上作为和16QAM、16APSK不同的信号点配置的第2映射方法→…那样，规则地变更适用于调制信号s2（t）的映射方式，和如上所述规则地变更相位的情形相同，能够在接收装置中，获得使数据的接收品质得到提高的效果。

另外，本发明也可以是规则地变更相位的方法、规则地变更映射方法的方法及变更振幅的方法任一个的组合，另外，也可以作为考虑到其全部来发送发送信号的结构。

采用本实施方式，在单载波方式、多载波传输任一个的情况下，都能够实施。因此，对于例如采用扩频通信方式、OFDM（OrthogonalFrequency-Division Multiplexing）方式、SC-FDMA（Single CarrierFrequency Division Multiple Access）、SC-OFDM（Single CarrierOrthogonal Frequency-Division Multiplexing）方式及非专利文献7等中所示的子波OFDM方式等的情况，也能够实施。如前所述，在本实施方式中，作为进行相位变更、振幅变更及映射变更的说明，说明了在时间t轴方向上进行相位变更、振幅变更及映射变更的情况，但是和实施方式1同样，和在频率轴方向上进行相位变更时同样，也就是说，在本实施方式中，在t方向上的相位变更、振幅变更及映射变更的说明中，通过将t置换为f（f：频率（（子）载波）），将本实施方式中所说明的相位变更、振幅变更及映射变更应用于频率方向上的相位变更、振幅变更及映射变更。另外，本实施方式的相位变更、振幅变更及映射变更方法和实施方式1的说明相同，对针对时间-频率方向的相位变更、振幅变更及映射变更，也能够应用。

而且，在本实施方式中，除数据码元之外的码元，例如导频码元（导言、独特字等）、控制信息传输用的码元等可以采用任意的方式配置到帧中。

（实施方式A1）

在本实施方式中，详细说明非专利文献12～非专利文献15所示的、采用QC（Quasi Cyclic）LDPC（Low-Density Prity-Check）码（也可以不是QC-LDPC码，而是LDPC码）、LDPC码和BCH码（Bose-Chaudhuri-Hocquenghem code）的连接码、以及使用了截尾的Turbo码或者Duo-Binary Turbo Code等的块码时的、规则地变更相位的方法。在此，作为一例，以发送s1、s2的2个流的情形为例进行说明。但是，当使用块码进行编码时，不需要控制信息等时，构成编码后的块的比特数和构成块码的比特数（但是，也可以在其中含有下面所述的那种控制信息等。）一致。当使用块码进行了编码时，需要控制信息等（例如CRC（cyclicredundancy check）、传输参数等）时，构成编码后的块的比特数也有时是构成块码的比特数和控制信息等的比特数之和。

图34是表示使用块码时，1个编码后的块所需要的码元数及时隙数的变化的图。图34是例如图4的发送装置所示，发送s1、s2的2个流，并且发送装置具有1个编码器时的“表示使用块码时，1个编码后的块所需要的码元数、时隙数的变化的图”。（此时，作为传输方式，也可以采用单载波传输或OFDM那样的多载波传输的任一个。）

如图34所示，将块码中的构成1个编码后的块的比特数设为6000比特。为了发送该6000比特，在调制方式为QPSK时需要3000码元，16QAM时需要1500码元，64QAM时需要1000码元。

而且，在图4的发送装置中，由于同时发送2个流，所以在调制方式为QPSK时，前述的3000码元给s1分配1500码元，给s2分配1500码元，因此，为了发送由s1发送的1500码元和由s2发送1500码元，需要1500时隙（在此命名为“时隙”。）。

同样地考虑，在调制方式为16QAM时，为了发送构成1个编码后的块的全部比特，需要750时隙，在调制方式为64QAM时，为了发送构成1块的全部比特，需要500时隙。

接下来，说明在规则地变更相位的方法中，上面所定义的时隙和相乘的相位之间的关系。

在此，将为规则地变更相位的方法所准备的相位变更值（或者相位变更集合）的个数设为5。也就是说，为了图4发送装置的相位变更部，要准备5个相位变更值（或者相位变更集合）（成为实施方式1到实施方式4中的“周期”）（象图6那样，在只对预编码后的基带信号z2'执行相位变更的情况下，为了实施周期5的相位变更，只要准备5个相位变更值就可以。另外，象图26那样，在对预编码后的基带信号z1'及z2'的双方执行相位变更的情况下，为了1时隙，需要2个相位变更值。将该2个相位变更值称为相位变更集合。因此，这种情况下，为了实施周期5的相位变更，只要准备5个相位变更集合即可）。将该5个相位变更值（或者，相位变更集合）表达为PHASE[0]、PHASE[1]、PHASE[2]、PHASE[3]、PHASE[4]。

在调制方式为QPSK时，在发送构成1个编码后的块的比特数6000比特所需的上述的1500时隙中，使用相位PHASE[0]的时隙需要为300时隙，使用相位PHASE[1]的时隙需要为300时隙，使用相位PHASE[2]的时隙需要为300时隙，使用相位PHASE[3]的时隙需要为300时隙，使用相位PHASE[4]的时隙需要为300时隙。其原因为，若在使用的相位中存在不平衡，则使用了较多数量的相位的影响较大，在接收装置中，成为依赖于该影响的数据的接收品质。

同样，在调制方式为16QAM时，在发送构成1个编码后的块的比特数6000比特所需的上述750时隙中，使用相位PHASE[0]的时隙需要为150时隙，使用相位PHASE[1]的时隙需要为150时隙，使用相位PHASE[2]的时隙需要为150时隙，使用相位PHASE[3]的时隙需要为150时隙，使用相位PHASE[4]的时隙需要为150时隙。

同样，在调制方式为64QAM时，在发送构成1个编码后的块的比特数6000比特所需的上述500时隙中，使用相位PHASE[0]的时隙需要为100时隙，使用相位PHASE[1]的时隙需要为100时隙，使用相位PHASE[2]的时隙需要为100时隙，使用相位PHASE[3]的时隙需要为100时隙，使用相位PHASE[4]的时隙需要为100时隙。

如上，在规则地变更相位的方法中，在将准备的相位变更值（或者相位变更集合）设为N个（将N个不同的相位表达为PHASE[0]、PHASE[1]、PHASE[2]、…、PHASE[N-2]、PHASE[N-1]）时，当发送全部构成1个编码后的块的比特时，把使用相位PHASE[0]的时隙数设为K₀，把使用相位PHASE[1]的时隙数设为K₁，把使用相位PHASE[i]的时隙数设为K_i（i＝0，1，2，…，N-1（i为0以上且N-1以下的整数）），把使用相位PHASE[N-1]的时隙数设为K_N-1，此时，

＜条件#A01＞

K₀＝K₁＝…＝K_i＝…＝K_N-1，也就是说，K_a＝K_b，（for

其中，a，b＝0，1，2，…，N-1（a为0以上且N-1以下的整数，b为0以上且N-1以下的整数），a≠b）。

而且，在通信系统支持多个调制方式，并且从所支持的调制方式选择使用的情况下，在所支持的调制方式中，＜条件#A01＞成立即可。

但是，在支持多个调制方式的情况下，一般来说，能够通过各调制方式由1码元发送的比特数不同（根据情况，也可能相同。），根据情况的不同，也有时存在不能满足＜条件#A01＞的调制方式。这种情况下，取代＜条件#A01＞而满足下面的条件即可。

＜条件#A02＞

K_a和K_b之差为0或者1，也就是说，|K_a―K_b|为0或者1

（for

其中，a，b＝0，1，2，…，N-1（a为0以上且N-1以下的整数，b为0以上且N-1以下的整数），a≠b）

图35是表示使用块码时，2个编码后的块所需要的码元数及时隙数的变化的图。图35是如图3的发送装置及图12的发送装置所示，发送s1、s2的2个流，并且发送装置具有2个编码器时的“表示使用块码时1个编码后的块所需要的码元数及时隙数的变化的图”。（此时，作为传输方式，也可以采用单载波传输、OFDM那样的多载波传输的任一个。）

如图35所示，将块码中的构成1个编码后的块的比特数设为6000比特。为了发送该6000比特，在调制方式为QPSK时需要3000码元，16QAM时需要1500码元，64QAM时需要1000码元。

而且，在图3的发送装置及图12的发送装置中，由于同时发送2个流，并且存在2个编码器，所以通过2个流传输不同的码块。因此，在调制方式为QPSK时，由s1、s2在同一区间内发送2个编码块，所以例如由s1发送第1编码后的块，由s2发送第2编码块，因此，为了发送第1、第2编码后的块，需要3000时隙。

同样地考虑，在调制方式为16QAM时，为了发送构成2个编码后的块的全部比特，需要1500时隙，在调制方式为64QAM时，为了发送构成2个编码后的块的全部比特，需要1000时隙。

下面，说明在规则地变更相位的方法中，上面所定义的时隙和相乘的相位之间的关系。

在此，将为规则地变更相位的方法所准备的相位变更值（或者相位变更集合）的个数设为5。也就是说，为了图3及图12发送装置的相位变更部，要准备5个相位变更值（或者相位变更集合）（成为实施方式1到实施方式4中的“周期”）（像图6那样，仅对预编码后的基带信号z2'进行相位变更的情况下，为了实施周期5的相位变更，只要准备5个相位变更值即可。另外，像图26那样，对预编码后的基带信号z1'及z2'的双方进行相位变更的情况下，为了1时隙，需要2个相位变更值。将该2个相位变更值称为相位变更集合。因此，这种情况下，为了实施周期5的相位变更，只要准备5个相位变更集合即可）。将该5个相位变更值（或者相位变更集合）表达为PHASE[0]、PHASE[1]、PHASE[2]、PHASE[3]、PHASE[4]。

在调制方式为QPSK时，在发送构成2个编码后的块的比特数6000×2比特所需的上述3000时隙中，使用相位PHASE[0]的时隙需要为600时隙，使用相位PHASE[1]的时隙需要为600时隙，使用相位PHASE[2]的时隙需要为600时隙，使用相位PHASE[3]的时隙需要为600时隙，使用相位PHASE[4]的时隙需要为600时隙。其原因为，若在使用的相位中存在不平衡，则使用了较多数量的相位的影响较大，在接收装置中，成为依赖于该影响的数据的接收品质。

另外，为了发送第1编码块，使用相位PHASE[0]的时隙需要为600次，使用相位PHASE[1]的时隙需要为600次，使用相位PHASE[2]的时隙需要为600次，使用相位PHASE[3]的时隙需要为600次，使用相位PHASE[4]的时隙需要为600次，另外，为了发送第2编码块，使用相位PHASE[0]的时隙是600次，使用相位PHASE[1]的时隙是600次，使用相位PHASE[2]的时隙是600次，使用相位PHASE[3]的时隙是600次，使用相位PHASE[4]的时隙是600次即可。

同样，在调制方式为16QAM时，在发送构成2个编码后的块的比特数6000×2比特所需的上述1500时隙中，使用相位PHASE[0]的时隙需要为300时隙，使用相位PHASE[1]的时隙需要为300时隙，使用相位PHASE[2]的时隙需要为300时隙，使用相位PHASE[3]的时隙需要为300时隙，使用相位PHASE[4]的时隙需要为300时隙。

另外，为了发送第1编码块，使用相位PHASE[0]的时隙需要为300次，使用相位PHASE[1]的时隙需要为300次，使用相位PHASE[2]的时隙需要为300次，使用相位PHASE[3]的时隙需要为300次，使用相位PHASE[4]的时隙需要为300次，另外，为了发送第2编码块，使用相位PHASE[0]的时隙是300次，使用相位PHASE[1]的时隙是300次，使用相位PHASE[2]的时隙是300次，使用相位PHASE[3]的时隙是300次，使用相位PHASE[4]的时隙是300次即可。

同样，在调制方式为64QAM时，在发送构成2个编码后的块的比特数6000×2比特所需的上述1000时隙中，使用相位PHASE[0]的时隙需要为200时隙，使用相位PHASE[1]的时隙需要为200时隙，使用相位PHASE[2]的时隙需要为200时隙，使用相位PHASE[3]的时隙需要为200时隙，使用相位PHASE[4]的时隙需要为200时隙。

另外，为了发送第1编码块，使用相位PHASE[0]的时隙需要为200次，使用相位PHASE[1]的时隙需要为200次，使用相位PHASE[2]的时隙需要为200次，使用相位PHASE[3]的时隙需要为200次，使用相位PHASE[4]的时隙需要为200次，另外，为了发送第2编码块，使用相位PHASE[0]的时隙是200次，使用相位PHASE[1]的时隙是200次，使用相位PHASE[2]的时隙是200次，使用相位PHASE[3]的时隙是200次，使用相位PHASE[4]的时隙是200次即可。

如上，在规则地变更相位的方法中，将准备的相位变更值（或者相位变更集合）设为（表达为）PHASE[0]、PHASE[1]、PHASE[2]、…、PHASE[N-2]、PHASE[N-1]时，当全部发送构成2个编码后的块的比特时，把使用相位PHASE[0]的时隙数设为K₀，把使用相位PHASE[1]的时隙数设为K₁，把使用相位PHASE[i]的时隙数设为K_i（i＝0，1，2，…，N-1（i为0以上且N-1以下的整数）），把使用相位PHASE[N-1]的时隙数设为K_N-1，此时，

＜条件#A03＞

K₀＝K₁＝…＝K_i＝…＝K_N-1，也就是说，K_a＝K_b，（for

其中，a，b＝0，1，2，…，N-1（a为0以上且N-1以下的整数，b为0以上且N-1以下的整数），a≠b）

当全部发送构成第1编码后的块的比特时，把使用相位PHASE[0]的次数设为K_0，1，把使用相位PHASE[1]的次数设为K_1，1，把使用相位PHASE[i]的次数设为K_i，1（i＝0，1，2，…，N-1（i为0以上且N-1以下的整数）），把使用相位PHASE[N-1]的次数设为K_N-1，1，此时，

＜条件#A04＞

K_0，1＝K_1，1＝…＝K_i，1＝…＝K_N-1，1，也就是说，K_a，1＝K_b，1，（for

其中，a，b＝0，1，2，…，N-1（a为0以上且N-1以下的整数，b为0以上且N-1以下的整数），a≠b）

当全部发送构成第2编码后的块的比特时，把使用相位PHASE[0]的次数设为K_0，2，把使用相位PHASE[1]的次数设为K_1，2，把使用相位PHASE[i]的次数设为K_i，2（i＝0，1，2，…，N-1（i为0以上且N-1以下的整数）），把使用相位PHASE[N-1]的次数设为K_N-1，2，此时，

＜条件#A05＞

K_0，2＝K_1，2＝…＝K_i，2＝…＝K_N-1，2，也就是说，K_a，2＝K_b，2，（for

其中，a，b＝0，1，2，…，N-1（a为0以上且N-1以下的整数，b为0以上且N-1以下的整数），a≠b）

而且，在通信系统支持多个调制方式，并且从所支持的调制方式选择使用的情况下，在所支持的调制方式中，＜条件#A03＞＜条件#A04＞＜条件#A05＞成立即可。

但是，在支持多个调制方式的情况下，一般来说，能够通过各调制方式由1码元发送的比特数不同（根据情况，也可能有时相同。），根据情况的不同，也有时存在不能满足＜条件#A03＞＜条件#A04＞＜条件#A05＞的调制方式。这种情况下，取代＜条件#A03＞＜条件#A04＞＜条件#A05＞而满足下面的条件即可。

＜条件#A06＞

K_a和K_b之差为0或者1，也就是说，|K_a―K_b|为0或者1

（for

其中，a，b＝0，1，2，…，N-1（a为0以上且N-1以下的整数，b为0以上且N-1以下的整数），a≠b）

＜条件#A07＞

K_a，1和K_b，1之差为0或者1，也就是说，|K_a，1―K_b，1|为0或者1

（for其中，a，b＝0，1，2，…，N-1（a为0以上且N-1以下的整数，b为0以上且N-1以下的整数），a≠b）

＜条件#A08＞

K_a，2和K_b，2之差为0或者1，也就是说，|K_a，2―K_b，2|为0或者1

（for其中，a，b＝0，1，2，…，N-1（a为0以上且N-1以下的整数，b为0以上且N-1以下的整数），a≠b）

如上，通过将编码后的块和相乘的相位建立关联，在为了传输编码块所使用的相位中不平衡消失，所以在接收装置中能够获得提高数据的接收品质这样的效果。

在本实施方式中，在规则地变更相位的方法中，为了周期N的相位变更方法，需要N个相位变更值（或者相位变更集合）。此时，作为N个相位变更值（或者相位变更集合），准备PHASE[0]、PHASE[1]、PHASE[2]、…、PHASE[N-2]、PHASE[N-1]，但还有在频率轴方向上按PHASE[0]、PHASE[1]、PHASE[2]、…、PHASE[N-2]、PHASE[N-1]的顺序排列的方法，并不限于此，也可以与实施方式1同样地，通过对时间轴、频率-时间轴的块配置码元，使N个相位变更值（或者相位变更集合）PHASE[0]、PHASE[1]、PHASE[2]、…、PHASE[N-2]、PHASE[N-1]变更相位。还有，虽然作为周期N的相位变更方法进行了说明，但是随机使用N个相位变更值（或者相位变更集合）也能够可以获得同样的效果，也就是说，虽然不是必需使用N个相位变更值（或者相位变更集合），以使其具有规则周期，但满足上面所说明的条件在接收装置中获得较高的数据接收品质的方面是重要的。

另外，还存在空间复用MIMO传输方式、预编码矩阵为固定的MIMO传输方式、空时块编码方式、仅发送1个流且规则地变更相位的方法（实施方式1到实施方式4中所说明的发送方法）的方式，发送装置（广播站、基站）可以从这些方式选择任一个发送方法。

还有，所谓的空间复用MIMO传输方式指的是，如非专利文献3所示，分别从不同的天线发送以所选择的调制方式映射的信号s1、s2的方法，所谓预编码矩阵固定的MIMO传输方式指的是，在实施方式1到实施方式4中，只进行预编码（不执行相位变更）的方式。另外，所谓的空时块编码方式指的是，非专利文献9、16、17所示的传输方式。所谓的仅发送1个流指的是，执行预定的处理，从天线发送以锁选择的调制方式映射的信号s1的信号的方法。

另外，也可以采用OFDM那样的多载波的传输方式，像由多个载波构成的第1载波群、由多个载波构成的与第1载波群不同的第2载波群、…那样，以多个载波群实现了多载波传输，按每个载波群，设定为空间复用MIMO传输方式、预编码矩阵固定的MIMO传输方式、空时块编码方式、仅发送1个流且规则地变更相位的方法的任一个。

特别是，对于选择了规则地变更相位的方法的（子）载波群而言，实施本实施方式即可。

还有，在对一个预编码后的基带信号进行相位变更的情况下，例如将PHASE[i]的相位变更值设为“X弧度”时，在图3、图4、图6、图12、图25、图29、图51及图53内的相位变更部中，将e^jX与预编码后的基带信号z2'相乘。而且，在对两个预编码后的基带信号进行相位变更的情况下，例如将PHASE[i]的相位变更集合设为“X弧度”及“Y弧度”时，在图26、图27、图28、图52及图54内的相位变更部中，将e^jX与预编码后的基带信号z2'相乘，将e^jY与预编码后的基带信号z1'相乘。

（实施方式B1）

下面，说明上述各实施方式中所示的发送方法及接收方法的应用例和使用该应用例的系统的结构例。

图36是表示包括执行上述实施方式中所示的发送方法及接收方法的装置的系统结构例的附图。上述各实施方式中所示的发送方法及接收方法在数字广播用系统3600中实施，该数字广播用系统3600包括图36所示的广播站、电视机（television）3611、DVD记录器3612、STB（Set Top Box）3613、计算机3620、车载电视机3641及移动电话3630等的各种接收机。具体而言，广播站3601使用上述各实施方式中所示的发送方法，在规定的传输频带上发送将影像数据或声音数据等多路复用后的多路复用数据。

从广播站3601发送的信号由内置于各接收机或设置于外部并和该接收机连接的天线（例如天线3660、3640）接收。各接收机使用上述各实施方式中所示的接收方法，对在天线中接收到的信号进行解调，取得多路复用数据。由此，数字广播用系统3600可以获得上述各实施方式中所说明的本申请发明的效果。

这里，多路复用数据中包含的影像数据使用例如以MPEG（MovingPicture Experts Group）2、MPEG4-AVC（Advanced Video Coding）及VC-1等的标准为依据的动态图像编码方法进行编码。另外，多路复用数据中包含的声音数据以例如杜比AC（Audio Coding）-3、Dolby Digital Plus、MLP（Meridian Lossless Packing）、DTS（Digital Theater Systems）、DTS-HD及线性PCM（Pulse Coding Modulation）等声音编码方法进行编码。

图37是表示实施上述各实施方式中所说明的接收方法的接收机7900的结构的一例的附图。图37所示的接收机3700相当于图36所示的电视机（television）3611、DVD记录器3612、STB（Set Top Box）3613、计算机3620、车载电视机3641及移动电话3630等所具备的结构。接收机3700具备：调谐器3701，将由天线3760接收到的高频信号替换为基带信号；解调部3702，对频率替换后的基带信号进行解调，取得多路复用数据。上述各实施方式中所示的接收方法在解调部3702中实施，由此，能够获得上述各实施方式中所说明的本申请发明的效果。

另外，接收机3700具有：流输入输出部3720，从由解调部3702得到的多路复用数据分离影像数据和声音数据；信号处理部3704，使用与分离后的影像数据对应的动态图像解码方法，将影像数据解码为影像信号，使用与分离后的声音数据对应的声音解码方法，将声音数据解码为声音信号；扬声器等声音输出部3706，输出解码后的声音信号；显示器等影像显示部3707，显示解码后的影像信号。

例如，用户使用遥控器（remote controller）3750，将选出的信道（选出的（电视）节目、选出的声音广播）的信息发送给操作输入部3710。于是，接收机3700在由天线3760接收到的接收信号中，对与选出的信道对应的信号进行解调，执行纠错解码等处理，取得接收数据。此时，接收机3700通过取得包括与选出的信道对应的信号中包含的传输方法（上述实施方式中所述的传输方式、调制方式、纠错方式等）（关于这点，如图5、图41所示。）的信息在内的控制码元的信息，正确设定接收动作、解调方法及纠错解码等的方法，由此，能够取得由广播站（基站）发送的数据码元中包含的数据。以上说明了用户通过遥控器3750来选择信道的例子，但是使用接收机3700所搭载的选择按键来选择信道，也成为和上面相同的动作。

采用上述结构，用户可以视听接收机370通过上述各实施方式中所示的接收方法而接收到的节目。

另外，本实施方式的接收机3700具备记录部（驱动器）3708，将通过由解调部3702解调并进行纠错的解码而得到的多路复用数据（根据情况的不同，也有时不对由解调部3702解调而得到的信号进行纠错解码。另外，接收机3700也有时在纠错解码后实施其他的信号处理。以后，对于进行相同表现的部分来说，这一点也相同。）中包含的数据或者与该数据对应的数据（例如，通过压缩数据而得到的数据）、或通过加工动态图像、声音而得到的数据，记录于磁盘、光盘及非易失性的半导体存储器等的记录介质中。这里，光盘指的是，例如DVD（Digital Versatile Disc）或BD（Blu-rayDisc）等使用激光进行信息的存储及读出的记录介质。磁盘指的是，例如FD（Floppy Disk）（注册商标）或硬盘（Hard Disk）等通过使用磁性将磁性体磁化来存储信息的记录介质。非易失性的半导体存储器指的是，例如闪存器或强电介质存储器（Ferroelectric Random Access Memory）等由半导体元件构成的记录介质，可以举出使用了闪存器的SD卡或Flash SSD（Solid State Drive）等。还有，这里所举出的记录介质的种类仅为一例，当然也可以使用上述记录介质以外的记录介质进行记录。

通过上述结构，用户能够记录并保存接收机3700通过上述各实施方式中所示的接收方法接收到的节目，在广播节目的时间以后的任意时间读出所记录的数据，进行视听。

还有，在上述的说明中，虽然接收机3700通过记录部3708来记录通过由解调部3702解调并进行纠错的解码而得到的多路复用数据，但是也可以提取并记录多路复用数据中包含的数据中的一部分数据。例如，在通过由解调部3702解调并进行纠错的解码而得到的多路复用数据中包含影像数据或声音数据以外的数据广播服务的内容等的情况下，记录部3708也可以从由解调部3702解调后的多路复用数据提取影像数据或声音数据，并记录多路复用后的新的多路复用数据。另外，记录部3708也可以记录仅将通过由解调部3702解调并进行纠错的解码而得到的多路复用数据中包含的影像数据及声音数据之中的某一个多路复用后的新的多路复用数据。而且，记录部3708也可以记录上述多路复用数据中包含的数据广播服务的内容。

再者，在电视机、记录装置（例如DVD记录器、Blu-ray记录器、HDD记录器及SD卡等）及移动电话中搭载了本发明中说明的接收机3700的情况下，在通过由解调部3702解调并进行纠错的解码而得到的多路复用数据中，含有用于修正使电视机或记录装置进行动作而使用的软件的缺陷（bug：漏洞）的数据以及用于修正防止个人信息或所记录的流出的软件的缺陷（漏洞）的数据时，也可以通过安装这些数据，来修正电视机或记录装置的软件缺陷。而且，在数据中，含有用于修正接收机3700的软件的缺陷（漏洞）的数据时，也可以通过该数据来修正接收机3700的缺陷。由此，搭载有接收机3700的电视机、记录装置及移动电话能够进行更加稳定的动作。

这里，从通过由解调部3702解调并进行纠错的解码而得到的多路复用数据中包含的多个数据提取一部分数据来进行多路复用的处理，例如由流输入输出部3703进行。具体而言，流输入输出部3703根据来自未图示的CPU等控制部的指示，将由解调部3702解调后的多路复用数据分离为影像数据、声音数据、数据广播服务的内容等多个数据，从分离后的数据仅提取指定的数据并进行多路复用，生成新的多路复用数据。还有，从分离后的数据提取哪个数据，例如既可以由用户决定，也可以按记录介质的每一种类预先决定。

通过上述的结构，由于接收机3700能够仅提取并记录视听所记录的节目时需要的数据，因而能够减少要记录的数据的数据尺寸。

另外，在上面的说明中，记录部3708记录通过由解调部3702解调并进行纠错的解码而得到的多路复用数据，但是也可以将通过由解调部3702解调并进行纠错的解码而得到的多路复用数据中包含的影像数据，替换为以与对该影像数据实施的动态图像编码方法不同的动态图像编码方法编码后的影像数据，以使数据尺寸或比特率低于该影像数据，并且记录将替换后的影像数据多路复用后的新的多路复用数据。此时，对原来的影像数据实施的动态图像编码方法和对替换后的影像数据实施的动态图像编码方法既可以依据相互不同的标准，也可以依据同一标准，仅仅编码时使用的参数不同。同样，记录部3708也可以将通过由解调部3702解调并进行纠错的解码而得到的多路复用数据中包含的声音数据，替换为以与对该声音数据实施的声音编码方法不同的声音编码方法编码后的声音数据，以使数据尺寸或比特率低于该声音数据相比数据，并且记录将替换后的声音数据多路复用后的新的多路复用数据。

这里，将通过由解调部3702解调并进行纠错的解码而得到的多路复用数据中包含的影像数据或声音数据替换为数据尺寸或者比特率不同的影像数据或声音数据的处理，例如由流输入输出部3703及信号处理部3704进行。具体而言，流输入输出部3703根据来自CPU等控制部的指示，将通过由解调部3702解调并进行纠错的解码而得到的多路复用数据，分离为影像数据、声音数据及数据广播服务的内容等的多个数据。信号处理部3704根据来自控制部的指示，进行将分离后的影像数据替换为以与对该影像数据实施的动态图像编码方法不同的动态图像编码方法编码后的影像数据的处理，以及将分离后的声音数据替换为以与对该声音数据实施的声音编码方法不同的声音编码方法编码后的声音数据的处理。流输入输出部3703根据来自控制部的指示，对替换后的影像数据和替换后的声音数据进行多路复用，生成新的多路复用数据。还有，信号处理部3704按照来自控制部的指示，既可以只对影像数据和声音数据中的任一个进行替换的处理，也可以对双方进行替换处理。另外，替换后的影像数据及声音数据的数据尺寸或者比特率既可以由用户决定，也可以按记录介质的每个种类预先决定。

通过上述的结构，接收机3700能够按照可记录于记录介质中的数据尺寸或记录部3708进行数据的记录或者读出的速度，变更并记录影像数据或声音数据的数据尺寸或者比特率。由此，无论是可记录于记录介质中的数据尺寸小于通过由解调部3702解调并进行纠错的解码而得到的多路复用数据的数据尺寸的情况，还是记录部进行数据的记录或者读出的速度低于由解调部3702解调后的多路复用数据的比特率的情况下，记录部都能够记录节目，因而用户能够在广播节目的时间以后的任意时间读出所记录的数据，并进行视听。

另外，接收机3700具备流输出IF（Interface：接口）3709，该IF3709经由通信媒体3730对外部设备发送由解调部3702解调后的多路复用数据。作为流输出IF3709的一例，可举出使用以Wi-Fi（注册商标）（IEEE802.11a、IEEE802.11b、IEEE802.11g、IEEE802.11n等）、WiGiG、WirelessHD、Bluetooth、Zigbee等无线通信标准为依据的无线通信方法，将调制后的多路复用数据经由无线媒体（相当于通信媒体3730）发送给外部设备的无线通信装置。另外，流输出IF3709也可以是使用以以太网（注册商标）或USB（Universal Serial Bus）、PLC（Power Line Communication）、HDMI（High-Definition Multimedia Interface）等有线通信标准为依据的通信方法，将调制后的多路复用数据经由与该流输出IF3709连接的有线传输通路（相当于通信媒体3730）发送给外部设备的有线通信装置。

通过上述的结构，用户能够在外部设备中利用接收机3700通过上述各实施方式中所示的接收方法接收到的多路复用数据。这里所说的多路复用数据的利用，包括用户使用外部设备实时地视听多路复用数据，或由外部设备所具备的记录部记录多路复用数据，以及从外部设备进一步对其他外部设备发送多路复用数据等。

还有，在上面的说明中，在接收机3700中，由流输出IF3709输出通过由解调部3702解调并进行纠错的解码而得到的多路复用数据，但是也可以提取多路复用数据中包含的数据中的一部分数据，并进行输出。例如，在通过由解调部3702解调并进行纠错的解码而得到的多路复用数据中包含影像数据或声音数据以外的数据广播服务的内容等的情况下，流输出IF3709也可以从通过由解调部3702解调并进行纠错的解码而得到的多路复用数据提取影像数据或声音数据，输出多路复用后的新的多路复用数据。另外，流输出IF3709也可以输出仅将由解调部3702解调后的多路复用数据中包含的影像数据及声音数据中的任一个多路复用后的新的多路复用数据。

这里，从通过由解调部3702解调并进行纠错的解码而得到的多路复用数据中包含的多个数据提取一部分数据并进行多路复用的处理，例如由流输入输出部3703进行。具体而言，流输入输出部3703根据来自未图示的CPU（Central Processing Unit）等控制部的指示，将由解调部3702解调后的多路复用数据分离为影像数据、声音数据、数据广播服务的内容等的多个数据，从分离后的数据仅提取指定的数据，并进行多路复用，生成新的多路复用数据。还有，从分离后的数据提取哪个数据，例如既可以由用户决定，也可以按流输出IF3709的每个种类预先决定。

通过上述的结构，由于接收机3700能够仅提取外部设备需要的数据并进行输出，因而能够削减因多路复用数据的输出而消耗的通信频带。

另外，在上面的说明中，流输出IF3709输出通过由解调部3702解调并进行纠错的解码而得到的多路复用数据，但是也可以将通过由解调部3702解调并进行纠错的解码而得到的多路复用数据中包含的影像数据，替换为以与对该影像数据实施的动态图像编码方法不同的动态图像编码方法编码后的影像数据，以使数据尺寸或者比特率低于该影像数据，并且输出将替换后的影像数据多路复用后的新的多路复用数据。此时，对原来的影像数据实施的动态图像编码方法和对替换后的影像数据实施的动态图像编码方法既可以依据相互不同的标准，也可以依据同一标准，仅仅在编码时使用的参数不同。同样，流输出IF3709也可以将通过由解调部3702解调并进行纠错的解码而得到的多路复用数据中包含的声音数据，替换为以与对该声音数据实施的声音编码方法不同的声音编码方法编码后的声音数据，以使数据尺寸或者比特率低于该声音数据，并且输出将替换后的声音数据多路复用后的新的多路复用数据。

这里，将通过由解调部3702解调并进行纠错的解码而得到的多路复用数据中包含的影像数据或声音数据替换为数据尺寸或者比特率不同的影像数据或声音数据的处理，例如由流输入输出部3703及信号处理部3704进行。具体而言，流输入输出部3703根据来自控制部的指示，将通过由解调部3702解调并进行纠错的解码而得到的多路复用数据，分离为影像数据、声音数据及数据广播服务的内容等的多个数据。信号处理部3704根据来自控制部的指示，进行将分离后的影像数据替换为以与对该影像数据实施的动态图像编码方法不同的动态图像编码方法编码后的影像数据的处理，以及将分离后的声音数据替换为以与对该声音数据实施的声音编码方法不同的声音编码方法编码后的声音数据的处理。流输入输出部3703根据来自控制部的指示，对替换后的影像数据和替换后的声音数据进行多路复用，生成新的多路复用数据。还有，信号处理部3704按照来自控制部的指示，既可以仅对影像数据和声音数据中的任一个进行替换的处理，也可以对双方进行替换处理。另外，替换后的影像数据及声音数据的数据尺寸或者比特率既可以由用户决定，也可以按流输出IF3709的每个种类预先决定。

通过上述的结构，接收机3700能够按照和外部设备之间的通信速度来变更影像数据或声音数据的比特率，并进行输出。由此，即便在和外部设备之间的通信速度低于通过由解调部3702解调并进行纠错的解码而得到的多路复用数据的比特率的情况下，也能够从流输出IF对外部设备输出新的多路复用数据，因而用户能够在其他的通信装置中利用新的多路复用数据。

另外，接收机3700具备AV（Audio and Visual）输出IF（Interface）3711，对外部的通信媒体输出由信号处理部3704解码后的影像信号及声音信号。作为AV输出IF3711的一例，可举出使用以Wi-Fi（注册商标）（IEEE802.11a、IEEE802.11b、IEEE802.11g、IEEE802.11n等）、WiGiG、WirelessHD、Bluetooth、Gigbee等的无线通信标准为依据的无线通信方法，将调制后的影像信号及声音信号经由无线媒体发送给外部设备的无线通信装置。另外，流输出IF3709也可以是使用以以太网（注册商标）或USB、PLC、HDMI等的有线通信标准为依据的通信方法，将调制后的影像信号及声音信号经由与该流输出IF3709连接的有线传输通路发送给外部设备的有线通信装置。另外，流输出IF3709也可以是按模拟信号的原状输出影像信号及声音信号的连接电缆的端子。

通过上述的结构，用户能够在外部设备中利用由信号处理部3704解码后的影像信号及声音信号。

再者，接收机3700具备操作输入部3710，受理用户操作的输入。接收机3700根据按照用户的操作而输入到操作输入部3710中的控制信号，进行电源ON/OFF的切换或接收的信道切换、字幕显示的有无或显示的语言切换、从声音输出部3706输出的音量变更等各种动作的切换，或者可接收的信道的设定等设定的变更。

另外，接收机3700也可以具备显示天线等级的功能，该天线等级表示当前由该接收机3700接收的信号的接收品质。这里，天线等级指的是，表示下述接收品质的指标，并且是表示信号电平、信号好坏的信号，上述接收品质例如基于接收机3700接收到的信号的RSSI（ReceivedSignalStrength Indication、Received Signal Strength Indicator，接收信号强度）、接收电场强度、C/N（Carrier-to-noise power ratio）、BER（BitError Rate：比特错误率）、数据包错误率、帧错误率及信道状态信息（Channel State Information）等来计算。这种情况下，解调部3702具备接收品质测量部，测量接收到的信号的RSSI、接收电场强度、C/N、BER、数据包错误率、帧错误率及信道状态信息等；接收机3700按照用户的操作将天线等级（表示信号电平、信号好坏的信号）以用户可识别的形式显示于影像表示部3707上。天线等级（表示信号电平、信号好坏的信号）的显示形式既可以是显示与RSSI、接收电场强度、C/N、BER、数据包错误率、帧错误率及信道状态信息等相应的数值的形式，也可以是按照RSSI、接收电场强度、C/N、BER、数据包错误率、帧错误率及信道状态信息等显示不同的图像的形式。另外，接收机3700既可以显示按使用上述各实施方式中所示的接收方法接收并分离后的多个流s1、s2、…的每个求出的多个天线等级（表示信号电平、信号好坏的信号），也可以显示从多个流s1、s2、···求出的1个天线等级（表示信号电平、信号好坏的信号）。另外，在当前使用分层传输方式发送构成节目的影像数据或声音数据的情况下，也可以按每层表示信号的电平（表示信号好坏的信号）。

通过上述的结构，用户可以以数值或者目测的形式掌握使用上述各实施方式中所示的接收方法接收时的天线等级（表示信号电平、信号好坏的信号）。

还有，在上面的说明中，以接收机3700具备声音输出部3706、影像显示部3707、记录部3708、流输出IF3709及AV输出IF3711的情形为例进行了说明，但是不需要具备这些结构的全部。只要接收机3700具备上述结构之中的至少任一个，用户就能够利用通过由解调部3702的解调并进行纠错的解码而得到的多路复用数据，所以各接收机只要按照其用途，任意地组合具备上述的结构即可。

（多路复用数据）

下面，详细说明多路复用数据的结构的一例。作为用于广播的数据结构，一般是MPEG2-传送流（TS），在此举出MPEG2-TS为例进行说明。但是，以上述各实施方式中所示的发送方法及接收方法传输的多路复用数据的数据结构当然不限于MPEG2-TS，其他的任何数据结构都能获得上述的各实施方式中所说明的效果。

图38是表示多路复用数据的结构的一例的附图。如图38所示，多路复用数据是构成在各服务中提供的节目（program或者作为其一部分的event）的要素，例如是通过将视频流、音频流、演示图形流（PG）及交互式图形流（IG）等基本流中的1个以上多路复用而得到的。在以多路复用数据提供的节目是电影的情况下，视频流示出电影的主影像及副影像，音频流示出电影的主声音部分和与该主声音混合的副声音，演示图形流示出电影的字幕。这里，主影像表示显示于画面上的正常影像，副影像是在主影像中用小的画面显示的影像（例如示出电影梗概的文本数据的影像等）。另外，交互式图形流示出通过在画面上配置GUI部件来制作的对话画面。

多路复用数据中包含的各流通过分配给各流的作为识别符的PID来识别。例如，对用于电影的影像的视频流分配0x1011，对音频流分配从0x1100到0x111F，对演示图形分配从0x1200到0x121F，对交互式图形流分配从0x1400到0x141F，对用于电影副影像的视频流分配从0x1B00到0x1B1F，对用于和主声音混合的副声音的音频流分配从0x1A00到0x1A1F。

图39是模式表示多路复用数据如何被多路复用的一例的图。首先，将由多个视频帧组成的视频流3901以及由多个音频帧组成的音频流3904，分别替换为PES数据包列3902及3905，并替换为TS数据包3903及3906。同样，将演示图形流3911及交互式图形3914的数据分别替换为PES数据包列3912及3915，并替换为TS数据包3913及3916。多路复用数据3917通过将这些TS数据包（3903、3906、3913、3916）多路复用为1个流而构成。

图40更加详细地示出在PES数据包列内如何存储视频流。图40中的第1段表示视频流的视频帧列。第2段表示PES数据包列。如图40的箭头yy1、yy2、yy3、yy4所示，视频流中的多幅作为Video Presentation Unit的I图片、B图片及P图片按每幅图片进行分割，并保存在PES数据包的有效载荷中。各PES数据包具有PES包头，在PES包头中，存储作为图片的显示时刻的PTS（Presentation Time-Stamp）和作为图片的解码时刻的DTS（Decoding Time-Stamp）。

图41示出在多路复用数据中最终写入的TS数据包的形式。TS数据包是188Byte固定长度的数据包，包括：4Byte的TS包头，具有识别流的PID等的信息；184Byte的TS有效载荷，保存数据；上述PES数据包被分割，并保存在TS有效载荷中。在BD-ROM的情况下，对TS数据包赋予4Byte的TP_Extra_Header，构成192Byte的源数据包，写入多路复用数据中。在TP_Extra_Header中记述ATS（Arrival_Time_Stamp）等信息。ATS表示该TS数据包向解码器的PID滤波器的传送开始时刻。在多路复用数据中，如图41下段所示那样排列源数据包，从多路复用数据的开头起增量的编号被称为SPN（源数据包编号）。

另外，在多路复用数据中包含的TS数据包内，除视频流、音频流及演示图形流等的各流之外，还有PAT（Program Association Table）、PMT（Program Map Table）及PCR（Program Clock Reference）等。PAT表示在多路复用数据中利用的PMT的PID是什么，PAT本身的PID用0来登录。PMT具有多路复用数据中包含的影像·声音·字幕等各流的PID和与各PID对应的流的属性信息（帧速率、纵横比等），并且具有与多路复用数据有关的各种描述符。在描述符中，存在指示多路复用数据的复制允许·不允许的复制控制信息等。PCR为了取得作为ATS的时间轴的ATC（Arrival Time Clock）和作为PTS·DTS的时间轴的STC（System Time Clock）的同步，具有与该PCR数据包传送给解码器的ATS对应的STC时间的信息。

图42是详细说明PMT的数据结构的图。在PMT的开头，配置有PMT包头，该PMT包头记述了该PMT中包含的数据的长度等。在其后面，配置多个与多路复用数据有关的描述符。上述复制控制信息等作为描述符来记述。在描述符的后面，配置多个与多路复用数据中包含的各流有关的流信息。流信息由流描述符构成，该流描述符记述了用于识别流的压缩解压器的流类型、流的PID及流的属性信息（帧速度、纵横比等）。流描述符存在多路复用数据中存在的流的个数。

在记录于记录介质等中的情况下，上述多路复用数据和多路复用数据信息文件一起记录。

图43是表示该多路复用数据信息文件的结构的图。多路复用数据信息文件如图43所示，是多路复用数据的管理信息，和多路复用数据1对1地对应，包括多路复用数据信息、流属性信息和入口映射。

多路复用数据信息如图43所示，包括系统速率、再现开始时刻及再现结束时刻。系统速率表示多路复用数据向后述的系统目标解码器的PID滤波器的最大传送速率。多路复用数据中包含的ATS的间隔被设定为系统速率以下。再现开始时刻是多路复用数据的开头的视频帧的PTS，再现结束时刻设定为在多路复用数据的终端的视频帧的PTS中加上1帧量的再现间隔的时刻。

图44是表示多路复用数据信息文件中包含的流属性信息的结构的图。流属性信息如图44所示，按每个PID登录有关多路复用数据中包含的各流的属性信息。属性信息按视频流、音频流、演示图形流及交互式图形流的每个具有不同的信息。视频流属性信息具有该视频流由什么样的压缩解压缩器压缩、构成视频流的各个图片数据的析像度是多少、纵横比是多少及帧速率是多少等的信息。音频流属性信息具有该音频流由什么样的压缩解压缩器压缩、该音频流中包含的信道数是多少、对应于哪种语言及取样频率是多少等的信息。这些信息用于播放器再现之前的解码器初始化等。

在本实施方式中，利用上述多路复用数据中的、包含于PMT中的流类型。另外，在记录介质中记录有多路复用数据的情况下，利用多路复用数据信息中包含的视频流属性信息。具体而言，在上述各实施方式所示的动态图像编码方法或者装置中设置下述步骤或者机构，该步骤或者机构对PMT中包含的流类型或者视频流属性信息设定固有的信息，该固有的信息表示是由上述各实施方式中所示的动态图像编码方法或者装置所生成的影像数据这一情况。通过该结构，能够识别由上述各实施方式所示的动态图像编码方法或者装置生成的影像数据和依据其他标准的影像数据。

图45示出包括接收装置4504的影像声音输出装置4500的结构的一例，该接收装置4504接收从广播站（基站）发送的、包含影像及声音的数据或者用于数据广播的数据在内的调制信号。还有，接收装置4504的结构对应于图37的接收装置3700。在影像声音输出装置4500中，例如搭载有OS（Operating System：操作系统），并且搭载有用于与因特网连接的通信装置4506（例如无线LAN（Local Area Network）或用于以太网的通信装置）。因此，在显示影像的部分4501上，能够同时显示影像及声音的数据，或者用于数据广播的数据中的影像4502以及在因特网上提供的超文本（WorldWide Web（万维网：WWW））4503。而且，通过操作遥控器（也可以是移动电话或键盘）4507，来选择用于数据广播的数据中的影像4502、在因特网上提供的超文本4503的某一个，从而变更动作。例如，在选择出了因特网上提供的超文本4503的情况下，通过操作遥控器，来变更当前显示的WWW的站点。另外，在选择了影像及声音的数据或者用于数据广播的数据中的影像4502的情况下，通过遥控器4507，发送所选出的信道（选出的（电视）节目、选出的声音广播）的信息。于是，IF4505取得由遥控器发送的信息，接收装置4504对与选出的信道对应的信号进行解调、纠错解码等的处理，获得接收数据。此时，接收装置4504通过取得包括与选出的信道对应的信号中包含的传输方法（关于这一点，如图5所述。）的信息在内的控制码元的信息，正确设定接收动作、解调方法及纠错解码等的方法，以此就能够取得由广播站（基站）所发送的数据码元中包含的数据。在上面，虽然说明了用户通过遥控器4507，来选择信道的例子，但是即便使用影像声音输出装置4500所搭载的选择按键，来选择信道，也成为和上面相同的动作。

另外，也可以利用因特网来操作影像声音输出装置4500。例如，从其他的连接在因特网上的终端，对影像声音输出装置4500进行录制（存储）的预约。（因此，影像声音输出装置4500如图37那样，具有记录部3708。）然后，在开始录制之前，选择信道，接收装置4504对与选出的信道对应的信号进行解调，执行纠错解码等的处理，取得接收数据。此时，接收装置4504通过取得包括与选出的信道对应的信号中包含的传输方法（上述实施方式中所述的传输方式、调制方式及纠错方式等）（关于这点，如图5所述。）的信息在内的控制码元的信息，正确设定接收动作、解调方法及纠错解码等的方法，由此，能够取得由广播站（基站）发送的数据码元中包含的数据。

（其他补充）

在本说明书中，具备发送装置的设备可以想到：例如广播站、基站、接入点、终端及移动电话（mobile phone）等的通信·广播设备，此时，具备接收装置的装置可以想到：电视机、收音机、终端、个人计算机、移动电话、接入点及基站等的通信设备。另外，本发明中的发送装置、接收装置是具有通信功能的设备，还可以想到该设备是能够通过任何的接口（例如，USB）连接于电视机、收音机、个人计算机及移动电话等用于执行应用的装置上的形式。

另外，在本实施方式中，除数据码元之外的码元，例如导频码元（也可以将导频码元称为导言、独特字、后同步码、参考码元及分散导频等。）、控制信息用的码元等能够以任何方式配置到帧中。而且，在此命名为导频码元、控制信息用的码元，但是可以进行任何命名方法，重要的是功能本身。

导频码元例如在收发机中，只要是使用PSK调制而调制的已知的码元（或者也可以通过由接收机取得同步，接收机识别发送机所发送的码元。）即可，接收机使用该码元，来实施频率同步、时间同步、（各调制信号的）信道推定（CSI（Channel State Information）的推定）及信号的检测等。

另外，控制信息用的码元是用来传输用于实现（应用等的）数据以外的通信的、向通信对象传输所需的信息（例如当前在通信中使用的调制方式·纠错编码方式·纠错编码方式的编码率及上层的设定信息等）的码元。

还有，本发明不限定为全部的实施方式，而能够进行各种变更来实施。例如，在上述实施方式中，说明了作为通信装置来进行的情形，但是并不限于此，也可以将该通信方法作为软件来进行。

另外，上面说明了从2根天线发送2个调制信号的方法中的相位变更方法，但是并不限于此，在下述方法中也同样规则地变更相位的相位变更方法，也可以同样地实施，该方法为，对4个映射后的信号进行预编码并且变更相位，来生成4个调制信号，并从4根天线进行发送，即，对N个映射后的信号进行预编码，生成N个调制信号，从N根天线进行发送。

另外，在上述实施方式所示的系统例中，公开了从2根天线发送2个调制信号，由2根天线接收各自的MIMO方式的通信系统，但是本发明当然也可以应用于MISO（Multiple Input Single Output）方式的通信系统。在MISO方式的情况下，接收装置的结构没有图7所示的结构中的天线701_Y、无线部703_Y、调制信号z1的信道变动推定部707_1及调制信号z2的信道变动推定部707_2，这种情况下，通过执行上述实施方式1所示的处理，也能够分别推定r1、r2。还有，在同一频带、同一时间内，能够由1根天线接收所发送的多个信号并进行解码是公知的技术，在本说明书中，信号处理部中的将在发送侧变更的相位复原所需的处理被追加到以往技术中的处理中。

另外，在本发明的说明所示的系统例中，公开出从2根天线发送2个调制信号，由2根天线接收各自的MIMO方式的通信系统，但是本发明当然也可以应用于MISO（Multiple Input Single Output）方式的通信系统。在MISO方式的情况下，在发送装置中应用预编码和相位变更，这一点与此前的说明相同。另一方面，接收装置的结构没有图7所示的结构中的天线701_Y、无线部703_Y、调制信号z1的信道变动推定部707_1及调制信号z2的信道变动推定部707_2，这种情况下，通过执行本说明书中所示的处理，能够推定发送装置所发送的数据。还有，在同一频带、同一时间内，能够由1根天线接收所发送的多个信号进行解码是周知的技术（在单天线接收中，只要实施ML运算等（Max-log APP等）的处理即可。），在本发明中，只要在图7的信号处理部711中，进行考虑了在发送侧使用的预编码和相位变更的解调（检波）即可。

在本说明书中，使用了“预编码”“预编码权重”“预编码矩阵”等的词汇，但是名称本身可以是任意的（例如也可以称为码本（codebook）。），在本发明中，重要的是其信号处理本身。

另外，在本说明书中，以作为发送方法而采用OFDM方式的情况为中心进行了说明，但是并不限于此，在采用OFDM方式以外的多载波方式、单载波方式的情况下，也能够同样地实施。此时，也可以采用扩频通信方式。还有，在采用单载波方式的情况下，相位变更要按时间轴方向进行相位变更。

另外，在本说明书中，在接收装置中，使用ML运算、APP、Max-log APP、ZF、MMSE等进行了说明，其结果，取得发送装置所发送的数据的各比特的软判定结果（对数似然、对数似然比）或硬判定结果（“0”或者“1”），但是也可以将它们统称为检波、解调、检测、推定及分离。

通过流s1（t）、s2（t）（s1（i）、s2（i）），既可以传输不同的数据，也可以传输同一数据。

另外，在对2个流的基带信号s1（i）、s2（i）（其中，i代表（时间或者频率（载波）的）顺序）进行规则的相位变更及预编码（顺序哪个在前都可以）而生成的、两个信号处理后的基带信号z1（i）、z2（i）中，将两个信号处理后的基带信号z1（i）的同相I成分设为I₁（i），将正交成分设为Q₁（i），将两个信号处理后的基带信号z2（i）的同相I成分设为I₂（i），将正交成分设为Q₂（i）。此时，也可以实施基带成分的替换，

·将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为I₁（i），将正交成分设为Q₂（i），将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为I₂（i），将正交成分设为Q₁（i），如同分别从发送天线1和发送天线2在同一时刻使用同一频率发送与替换后的基带信号r1（i）对应的调制信号和与替换后的基带信号r2（i）对应的调制信号那样，从不同的天线在同一时刻使用同一频率发送与替换后的基带信号r1（i）对应的调制信号和替换后的基带信号r2（i）。另外，也可以是，

·将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为I₁（i），将正交成分设为I₂（i），将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为Q₁（i），将正交成分设为Q₂（i）

·将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为I₂（i），将正交成分设为I₁（i），将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为Q₁（i），将正交成分设为Q₂（i）

·将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为I₁（i），将正交成分设为I₂（i），将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为Q₂（i），将正交成分设为Q₁（i）

·将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为I₂（i），将正交成分设为I₁（i），将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为Q₂（i），将正交成分设为Q1（i）

·将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为I₁（i），将正交成分设为Q₂（i），将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为Q₁（i），将正交成分设为I₂（i）

·将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为Q₂（i），将正交成分设为I₁（i），将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为I₂（i），将正交成分设为Q₁（i）

·将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为Q₂（i），将正交成分设为I₁（i），将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为Q₁（i），将正交成分设为I₂（i）

·将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为I₁（i），将正交成分设为I₂（i），将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为Q₁（i），将正交成分设为Q₂（i）

·将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为I₂（i），将正交成分设为I₁（i），将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为Q₁（i），将正交成分设为Q₂（i）

·将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为I₁（i），将正交成分设为I₂（i），将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为Q₂（i），将正交成分设为Q₁（i）

·将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为I₂（i），将正交成分设为I₁（i），将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为Q₂（i），将正交成分设为Q₁（i）

·将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为I₁（i），将正交成分设为Q₂（i），将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为I₂（i），将正交成分设为Q₁（i）

·将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为I₁（i），将正交成分设为Q₂（i），将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为Q₁（i），将正交成分设为I₂（i）

·将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为Q₂（i），将正交成分设为I₁（i），将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为I₂（i），将正交成分设为Q₁（i）

·将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为Q₂（i），将正交成分设为I₁（i），将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为Q₁（i），将正交成分设为I₂（i）

另外，上面说明了对2个流的信号进行双方的信号处理，并替换两个信号处理后的信号的同相成分和正交成分，但是并不限于此，也可以对多余2个流的信号进行两者的信号处理，并进行两个信号处理后的信号的同相成分和正交成分的替换。

另外，在上述的例子中，说明了同一时刻（同一频率（（子）载波））的基带信号的替换，但是也可以不是同一时刻的基带信号的替换。作为例子，可以如下来记述

·将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为I₁（i+v），将正交成分设为Q₂（i+w），将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为I₂（i+w），将正交成分设为Q₁（i+v）

·将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为I₁（i+v），将正交成分设为I₂（i+w），将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为Q₁（i+v），将正交成分设为Q₂（i+w）

·将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为I₂（i+w），将正交成分设为I₁（i+v），将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为Q₁（i+v），将正交成分设为Q₂（i+w）

·将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为I₁（i+v），将正交成分设为I₂（i+w），将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为Q₂（i+w），将正交成分设为Q₁（i+v）

·将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为I₂（i+w），将正交成分设为I₁（i+v），将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为Q₂（i+w），将正交成分设为Q₁（i+v）

·将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为I₁（i+v），将正交成分设为Q₂（i+w），将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为Q₁（i+v），将正交成分设为I₂（i+w）

·将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为Q₂（i+w），将正交成分设为I₁（i+v），将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为I₂（i+w），将正交成分设为Q₁（i+v）

·将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为Q₂（i+w），将正交成分设为I₁（i+v），将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为Q₁（i+v），将正交成分设为I₂（i+w）

·将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为I₁（i+v），将正交成分设为I₂（i+w），将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为Q₁（i+v），将正交成分设为Q₂（i+w）

·将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为I₂（i+w），将正交成分设为I₁（i+v），将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为Q₁（i+v），将正交成分设为Q₂（i+w）

·将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为I₁（i+v），将正交成分设为I₂（i+w），将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为Q₂（i+w），将正交成分设为Q₁（i+v）

·将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为I₂（i+w），将正交成分设为I₁（i+v），将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为Q₂（i+w），将正交成分设为Q₁（i+v）

·将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为I₁（i+v），将正交成分设为Q₂（i+w），将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为I₂（i+w），将正交成分设为Q₁（i+v）

·将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为I₁（i+v），将正交成分设为Q₂（i+w），将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为Q₁（i+v），将正交成分设为I₂（i+w）

·将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为Q₂（i+w），将正交成分设为I₁（i+v），将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为I₂（i+w），将正交成分设为Q₁（i+v）

·将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为Q₂（i+w），将正交成分设为I₁（i+v），将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为Q₁（i+v），将正交成分设为I₂（i+w）

图55是用于说明上述记载的表示基带信号替换部5502的图。如图55所示，在两个信号处理后的基带信号z1（i）5501_1、z2（i）5501_2中，将两个信号处理后的基带信号z1（i）5501_1的同相I成分设为I₁（i），将正交成分设为Q₁（i），并将两个信号处理后的基带信号z2（i）5501_2的同相I成分设为I₂（i），将正交成分设为Q₂（i）。然后，假设替换后的基带信号r1（i）5503_1的同相成分为I_r1（i），正交成分为Q_r1（i），替换后的基带信号r2（i）5503_2的同相成分为I_r2（i），正交成分为Q_r2（i），则替换后的基带信号r1（i）5503_1的同相成分I_r1（i）、正交成分Q_r1（i）以及替换后的基带信号r2（i）5503_2的同相成分I_r2（i）、正交成分Q_r2（i）以上面所说明的某一个来表达。还有，在该例子中，说明了同一时刻（同一频率（（子）载波））的两个信号处理后的基带信号的替换，但是如上所述，也可以是不同的时刻（不同的频率（（子）载波））的两个信号处理后的基带信号的替换。

发送装置的发送天线、接收装置的接收天线以及附图中所述的1根天线也可以由多根天线构成。

在本说明书中，

表示全称量词（universal quantifier），

表示存在量词（existential quantifier）。

另外，在本说明书中，复平面上的例如偏角那样的相位的单位设为“弧度（radian）”。

若利用了复平面，则作为基于复数的极坐标的显示，可以用极形式来表示。在对复数z＝a+jb（a、b都是实数，j是虚数单位），使复平面上的点（a，b）相对应时，如果该点在极坐标上表示为[r，θ]，则

a＝r×cosθ，

b＝r×sinθ

[数式49]

$r=\sqrt{a^2+b^2}$ …式(49)

成立，r是z的绝对值（r＝|z|），θ为偏角（argument）。而且，z＝a+jb表达为re^jθ。

在本发明的说明中，基带信号s1、s2、z1、z2为复信号，所谓复信号是指，在将同相信号设为I，将正交信号设为Q时，复信号表达为I+jQ（j为虚数单位）。此时，既可以I为零，也可以Q为零。

图46表示使用了本说明书中说明的相位变更方法的广播系统的一例。在图46中，影像编码部4601以影像为输入，进行影像编码，输出影像编码后的数据4602。声音编码部4603以声音为输入，进行声音编码，输出声音编码后的数据4604。数据编码部4605以数据为输入，进行数据的编码（例如数据压缩），输出数据编码后的数据4606。将它们汇总到一起，就成为信息源编码部4600。

发送部4607以影像编码后的数据4602、声音编码后的数据4604及数据编码后的数据4606为输入，把这些数据的某一个或这些数据的全部作为发送数据，进行纠错编码、调制、预编码及相位变更等处理（例如图3的发送装置中的信号处理），输出发送信号4608_1～4608_N。然后，发送信号4608_1～4608_N分别通过天线4609_1～4609_N，作为电波而被发送。

接收部4612以由天线4610_1～4610_M接收到的接收信号4611_1～4611_M为输入，进行频率替换、相位变更、预编码的解码、对数似然比计算及纠错解码等处理（例如图7的接收装置中的处理），输出接收数据4613、4615、4617。信息源解码部4619以接收数据4613、4615、4617为输入，影像解码部4614以接收数据4613为输入，进行影像用的解码，输出影像信号，并且影像被显示于电视机、显示器上。另外，声音解码部4616以接收数据4615为输入，进行声音用的解码，输出声音信号，并且声音从扬声器传播。另外，数据解码部4618以接收数据4617为输入，进行数据用的解码，输出数据的信息。

另外，在本发明已经说明的实施方式中，如同前面所说明的那样在OFDM方式的那种多载波传输方式中，发送装置所具有的编码器的个数可以是任何数量。因此，例如像图4那样，发送装置当然可以具备1个编码器，将分配输出的方法还应用于OFDM方式那样的多载波传输方式中。此时，只要将图4的无线部310A、310B置换为图12的OFDM方式相关处理部1301A、1301B即可。此时，OFDM方式相关处理部的说明如实施方式1所示。

另外，在实施方式1中，作为预编码矩阵的例子，提供了公式（36），但是与之不同地，可以想到作为预编码矩阵而使用下面的公式的方法。

[数式50]

$\left(\begin{array}{cc}w11& w12\\ w21& w22\end{array}\right)=\frac{1}{\sqrt{{\mathrm{\&alpha;}}^2+1}}\left(\begin{array}{cc}{e}^{j0}& {\mathrm{\&alpha;}\&times;e}^{\mathrm{j\&pi;}}\\ {\mathrm{\&alpha;}\&times;e}^{j0}& e^{j0}\end{array}\right)$ …式(50)

还有，记述了在预编码公式（36）、公式（50）中，作为α的值而设定公式（37）、公式（38），但是并不限于此，若设定为α＝1，则成为简单的预编码矩阵，因而该值也是有效的值之一。

另外，在实施方式A1中，在图3、图4、图6、图12、图25、图29、图51及图53内的相位变更部中，作为用于周期N的相位变更值（在图3、图4、图6、图12、图25、图29、图51及图53中，仅对一个基带信号赋予相位变更，因而成为相位变更值。），表现为PHASE[i]（i＝0，1，2，…，N-2，N-1（i为0以上且N-1以下的整数））。而且，在本说明书中，在对一个预编码后的基带信号进行相位变更时（即图3、图4、图6、图12、图25、图29、图51及图53），仅对预编码后的基带信号z2'赋予了相位变更。此时，如下赋予PHASE[k]。

[数式51]

…式(51)

此时，设k＝0，1，2，…，N-2，N-1（k为0以上且N-1以下的整数）。而且，假设N＝5，7，9，11，15，则在接收装置中，可以获得良好的数据接收品质。

另外，在本说明书中，详细说明了由多根天线发送2个调制信号时的相位变更方法，但是并不限于此，对3个以上调制方式的映射后的基带信号进行预编码、相位变更，对预编码、相位变更后的基带信号进行规定的处理，并从多根天线进行发送的情况下，也能够同样地实施。

还有，例如也可以将执行上述通信方法的程序预先保存在ROM（ReadOnly Memory）中，由CPU（Central Processor Unit）使该程序进行动作。

另外，也可以将执行上述通信方法的程序记录于计算机可读取的存储介质中，把存储介质中所存储的程序记录于计算机的RAM（Random AccessMemory）中，按照该程序使计算机进行动作。

而且，上述各实施方式等的各结构典型地作为集成电路、即LSI（LargeScale Integration）来实现。它们既可以单独进行单芯片化，也可以以包含各实施方式的全部构成或一部分构成的方式进行单芯片化。在此采用了LSI，但是根据集成度的不同，也有时称为IC（Integrated Circuit）、系统LSI、超大LSI及极大LSI。另外，集成电路化的方法并不限于LSI，也可以采用专用电路或者通用处理器来实现。也可以利用能在LSI制造后进行编程的FPGA（Field Programmable Gate Array），或者能够将LSI内部的电路单元的连接及设定的重构的可重构处理器。

再者，如果通过半导体技术的进步或者派生的其他技术，而出现了代替LSI的集成电路化的技术，当然也可以使用该技术进行各处理部的集成化。生物技术的应用等也存在可能性。

（实施方式C1）

在实施方式1中，说明了当变更发送参数时切换所使用的预编码矩阵的情况，但是在本实施方式中，对于其详细的例子，说明如上面（其他补充）所述，作为发送参数，在流s1（t）、s2（t）中，在传输不同的数据的情形和传输同一数据的情况之间进行切换时，切换所使用的预编码矩阵的方法及与之相伴的相位变更方法。

在本实施方式的例子中，说明在从不同的2根发送天线分别发送调制信号的情况下，在各个调制信号中含有同一数据的情况和在各个调制信号中发送不同的数据的情况之间切换。

图56表示，如前所述对发送方法进行切换时的发送装置的结构的一例。在图56中，对于和图54同样进行动作的部分，赋予相同的符号。在图56中，和图54的不同之处在于，分配部404以帧结构信号313为输入。有关分配部404的动作，使用图57进行说明。

在图57中表示发送同一数据时和发送不同的数据时的分配部404的动作。如图57所示，假设编码后的数据为x1、x2、x3、x4、x5、x6、…，则在发送同一数据时，分配后的数据405A表达为x1、x2、x3、x4、x5、x6、…，同样，分配后的数据405B表达为x1、x2、x3、x4、x5、x6、…。

另一方面，在发送不同的数据时，分配后的数据405A表达为x1、x3、x5、x7、x9、…，分配后的数据405B表达为x2、x4、x6、x8、x10、…。

还有，分配部404根据作为输入信号的帧结构信号313，判断发送方式是发送同一数据的情况还是发送不同的数据的情况。

作为上述的其他方法，在如图58那样发送同一数据时，分配部404作为分配后的数据405A而输出x1、x2、x3、x4、x5、x6、…，对分配后的数据405B不进行输出。因此，在帧结构信号313表示“发送同一数据”时，分配部404的动作如上所述，另外，图56中的交错器304B、映射部306B不动作。而且，仅有图56中的作为映射部306A的输出的基带信号307A为有效，成为加权合成部308A及308B的双方的输入信号。

在本实施方式中，一个特征为，在发送同一数据的情况和发送不同的数据的情况之间切换发送模式时，对预编码矩阵进行切换。如实施方式1的公式（36）、公式（39）所示，在以由w11、w12、w21、w22构成的矩阵表达时，发送同一数据时的预编码矩阵如下表达即可。

[数式52]

$\left(\begin{array}{cc}w11& w12\\ w21& w22\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}a& 0\\ 0& a\end{array}\right)$ …式(52)

在公式（52）中，a为实数（虽然a也可以是复数，但是要通过预编码对输入的基带信号赋予相位变更，因而若考虑到尽量不使电路规模增大且复杂，则最好是实数。）另外，在a为1的情况下，加权合成部308A、308B不进行加权合成的动作，而将输入信号按原状输出。

因此，在“发送同一数据”时，作为加权合成部308A、308B的输出信号的、加权合成后的基带信号309A和加权合成后的基带信号316B为同一信号。

然后，相位变更部5201在帧结构信号313表示是“发送同一数据”的情况下，对加权合成后的基带信号309A实施相位变更，输出相位变更后的基带信号5202。然后，相位变更部317B在帧结构信号313表示是“发送同一数据”的情况下，对加权合成后的基带信号316B实施相位变更，输出相位变更后的基带信号309B。还有，假设由相位变更部5201实施的相位变更为e^jA(t)（或者e^jA(f），或者e^jA(t、f））（其中，t为时间，f为频率）（因此，e^jA(t）（或者e^jA(f），或者e^jA(t、f））是与所输入的基带信号相乘的值。），由相位变更部317B实施的相位变更为e^jB(t）（或者e^jB(f)、或者e^jB(t、f））（其中，t为时间，f为频率）（因此，e^jB(t）（或者e^jB(f）或者e^jB(t、f））是与所输入的基带信号相乘的值。），重要的是满足下面的条件。

[数式53]

存在满足e^jA(t)≠e^jB(t）的时间t

（或者，存在满足e^jA(f）≠e^jB(f)的频率（载波）f）

（或者，存在满足e^jA(t，f）≠e^jB(t，f）的频率（载波）f及时间t）

由于这样构成，所以发送信号能够减轻多路径的影响，因此在接收装置中，可以提高数据的接收品质。（但是，相位变更也可以只对加权合成后的基带信号309A和加权合成后的基带信号316B中的一个进行。）

还有，在图56中，相位变更后的基带信号5202使用OFDM的情况下，实施IFFT、频率替换等处理，并从发送天线发送。（参见图13）（因此，认为相位变更后的基带信号5202是图13的信号1301A即可。）同样，相位变更后的基带信号309B使用OFDM的情况下，实施IFFT、频率替换等的处理，并从发送天线进行发送。（参见图13）（因此，认为相位变更后的基带信号309B是图13的信号1301B，就可以。）

另一方面，在作为发送方式而选择了“发送不同的数据”的情况下，如实施方式1所示，用公式（36）、公式（39）及公式（50）的任一个来表现。此时，重要的是，图56的相位变更部5201、317B实施和“发送同一数据”的情况不同的相位变更方法。特别是，这种情况下，如实施方式1所述，只要例如像相位变更部5201进行相位变更、相位变更部317B不进行相位变更，或者相位变更部5201不进行相位变更、而相位变更部317B进行相位变更的那样，仅对2个相位变更部中的某一个进行相位变更，则在LOS环境、NLOS环境的双方下，接收装置能够获得良好的数据接收品质。

还有，作为发送方式而选择了“发送不同的数据”的情况下，作为预编码矩阵，也可以使用公式（52），但是若用公式（36）、公式（50）或者公式（39）来表现，并且使用和公式（52）不同的预编码矩阵，则在接收装置中能够进一步提高LOS环境下的数据的接收品质。

另外，本实施方式以作为发送方法而使用OFDM方式的情况为例进行了说明，但是并不限于此，在采用OFDM方式以外的多载波方式、单载波方式时也能够同样地实施。此时，也可以采用扩频通信方式。还有，在采用单载波方式的情况下，相位变更按时间轴方向进行相位变更。

还有，如同实施方式3中所说明的那样，在“发送不同的数据”的发送方法的情况下，假定仅对数据码元进行相位变更。但是，在本实施方式中所说明的“发送同一数据”的发送方法时，相位变更不限于数据码元，也对发送信号的发送帧中所插入的导频码元或控制码元等的码元进行相位变更。（但是，也可以不对导频码元或控制码元等的码元进行相位变更，但为了获得分集增益，最好执行相位变更。）

（实施方式C2）

在本实施方式中，说明应用了实施方式C1的基站的构成方法。

在图59中示出基站（广播站）和终端的关系。终端P（5907）接收从基站A（5902A）的天线5904A发送的发送信号5903A和从天线5906A发送的发送信号5905A，进行规定的处理，获得接收数据。

终端Q（5908）接收从基站A（5902A）的天线5904A发送的发送信号5903A和从基站B（5902B）的天线5904B发送的发送信号5903B，进行规定的处理，获得接收数据。

图60及图61表示，基站A（5902A）从天线5904A、天线5906A发送的发送信号5903A、发送信号5905A的频率分配，以及基站B（5902B）从天线5904B、天线5906B发送的发送信号5903B、发送信号5905B的频率分配。在图60、图61的图中，以横轴为频率，以纵轴为发送功率。

如图60所示，基站A（5902A）发送的发送信号5903A、发送信号5905A以及基站B（5902B）发送的发送信号5903B、发送信号5905B至少使用频带X和频带Y，利用频带X进行第1信道的数据传输，另外，利用频带Y进行第2信道的数据传输。

因此，终端P（5907）接收从基站A（5902A）的天线5904A发送的发送信号5903A和从天线5906A发送的发送信号5905A，提取频带X，进行规定的处理，获得第1信道的数据。而且，终端Q（5908）接收从基站A（5902A）的天线5904A发送的发送信号5903A和从基站B（5902B）的天线5904B发送的发送信号5903B，提取频带Y，进行规定的处理，获得第2信道的数据。

说明此时基站A（5902A）及基站B（5902B）的结构及动作。

基站A（5902A）及基站B（5902B）都如实施方式C1中所说明的那样，具备在图56及图13中构成的发送装置。而且，基站A（5902A）在像图60那样进行发送时，在频带X上，如实施方式C1中所说明的那样，生成不同的2个调制信号（进行预编码、相位变更），分别从图59的天线5904A及5906A发送2个调制信号。在频带Y上，基站A（5902A）在图56中，使交错器304A、映射部306A、加权合成部308A及相位变更部5201进行动作，生成调制信号5202，从图13的天线1310A、即图59的天线5904A发送与调制信号5202对应的发送信号。同样，基站B（5902B）在图56中，使交错器304A、映射部306A、加权合成部308A及相位变更部5201进行动作，生成调制信号5202，从图13的天线1310A、即图59的天线5904B发送与调制信号5202对应的发送信号。

还有，关于频带Y的编码后的数据制作，如图56那样，可以由基站单独生成编码后的数据，但是也可以将由任一个基站制作的编码后的数据传送给别的基站。另外，作为别的方法，也可以由任一个基站生成调制信号，将所生成的调制信号传递给别的基站。

另外，在图59中，信号5901含有与发送模式（“发送同一数据”或者“发送不同的数据”）有关的信息，基站通过取得该信号，来切换各频带上的调制信号的生成方法。在此，信号5901如图59那样，从其他的设备或者网络输入，但是例如也可以是，基站A（5902A）为主站，对基站B（5902B）传递与信号5901对应的信号。

如同上面的说明那样，在基站“发送不同的数据”的情况下，设定与其发送方法相适合的预编码矩阵及相位变更方法，生成调制信号。

另一方面，在“发送同一数据”的情况下，2个基站分别生成调制信号并发送。此时，各基站生成用于从一根天线发送的调制信号，这相当于，在同时考虑到2个基站时，在2个基站中，设定了公式（52）的预编码矩阵。还有，有关相位变更方法，如同实施方式C1中所说明的那样，例如满足（第53号）的条件即可。

另外，频带X和频带Y也可以随着时间来变更发送的方法。因此，也可以如图61那样，经过时间，从图60那样的频率分配变更为图61那样的频率分配。

通过采用本实施方式，对于“发送同一数据”和“发送不同的数据”任一个的情况，都可以在接收装置中获得能够提高数据的接收品质的效果，并且在发送装置中，有能够实现相位变更部的共享化的优点。

另外，本实施方式虽然以作为发送方法而使用OFDM方式的情况为例进行了说明，但是并不限于此，在使用OFDM方式以外的多载波方式、单载波方式的情况下，也能够同样地实施。此时，也可以采用扩频通信方式。还有，在采用单载波方式的情况下，相位变更按时间轴方向进行相位变更。

还有，如同实施方式3中所说明的那样，在“发送不同的数据”的发送方法的情况下，假定仅对数据码元进行相位变更。但是，在本实施方式中所说明的“发送同一数据”的发送方法时，相位变更不限于数据码元，对发送信号的发送帧中所插入的导频码元或控制码元等的码元也进行相位变更。（但是，也可以不对导频码元或控制码元等的码元进行相位变更，但为了获得分集增益，最好执行相位变更。）

（实施方式C3）

在本实施方式中，说明应用了实施方式C1的中继器的构成方法。还有，中继器有时也被称为中继站。

图62表示基站（广播站）、中继器和终端的关系。基站6201如图63所示，至少发送频带X和频带Y的调制信号。基站6201从天线6202A及天线6202B分别发送调制信号。有关此时的发送方法，将使用图63在后面说明。

中继器A（6203A）对由接收天线6204A接收到的接收信号6205A及由接收天线6206A接收到的接收信号6207A实施解调等的处理，获得接收数据。而且，为了将该接收数据传输给终端，实施发送处理，生成调制信号6209A及6211A，分别从天线6210A及6212A发送。

同样，中继器B（6203B）对由接收天线6204B接收到的接收信号6205B及由接收天线6206B接收到的接收信号6207B实施解调等的处理，获得接收数据。而且，为了将该接收数据传输给终端，实施发送处理，生成调制信号6209B及6211B，分别从天线6210B及6212B发送。还有，在此设中继器B（6203B）为主中继器，输出控制信号6208，中继器A（6203A）以该信号为输入。还有，并不是必须设置主中继器，也可以由基站6201对中继器A（6203A）、中继器B（6203B）分别传输控制信息。

终端P（5907）接收中继器A（6203A）所发送的调制信号，获得数据。终端Q（5908）接收中继器A（6203A）及中继器B（6203B）所发送的信号，获得数据。终端R（6213）接收中继器B（6203B）所发送的调制信号，获得数据。

图63表示基站发送的发送信号中的、从天线6202A发送的调制信号的频率分配以及从天线6202B发送的调制信号的频率分配。在图63中，将横轴设为频率，将纵轴设为发送功率。

如图63所示，从天线6202A发送的调制信号及从天线6202B发送的调制信号至少使用频带X和频带Y，利用频带X进行第1信道的数据传输，另外，利用频带Y进行和第1信道不同的第2信道的数据传输。

而且，第1信道的数据如同实施方式C1中所说明的那样，利用频带X，以“发送不同的数据”的模式进行传输。因此，如图63所示，从天线6202A发送的调制信号及从天线6202B发送的调制信号含有频带X的成分。而且，频带X的成分由中继器A及中继器B接收。从而，频带X的调制信号如同实施方式1、实施方式C1中所说明的那样，要对映射后的信号，实施预编码（加权合成）及相位变更。

第2信道的数据在图63中，利用从图62的天线6202A发送的频带Y的成分来传输数据。而且，频带Y的成分由中继器A及中继器B接收。

图64表示，中继器A、中继器B发送的发送信号中的从中继器A的天线6210A发送的调制信号6209A、从天线6212A发送的调制信号6211A的频率分配，以及从中继器B的天线6210B发送的调制信号6209B、从天线6212B发送的调制信号6211B的频率分配。在图64中，将横轴设为频率，将纵轴设为发送功率。

如图64所示，从天线6210A发送的调制信号6209A及从天线6212A发送的调制信号6211A至少使用频带X和频带Y，另外，从天线6210B发送的调制信号6209B及从天线6212B发送的调制信号6211B至少使用频带X和频带Y，利用频带X，进行第1信道的数据传输，另外，利用频带Y，进行第2信道的数据传输。

而且，第1信道的数据如同实施方式C1中所说明的那样，使用频带X，以“发送不同的数据”的模式进行传输。因此，如图64所示，从天线6210A发送的调制信号6209A及从天线6212A发送的调制信号6211A含有频带X的成分。而且，频带X的成分由终端P接收。同样，如图64所示，从天线6210B发送的调制信号6209B及从天线6212B发送的调制信号6211B含有频带X的成分。而且，频带X的成分由终端R接收。因此，频带X的调制信号如同实施方式1、实施方式C1中所说明的那样，对映射后的信号实施预编码（加权合成）及相位变更。

第2信道的数据在图64中，通过从图62的中继器A（6203A）的天线6210A及中继器B（6203B）的天线6210B发送的调制信号的频带Y的成分进行传输。此时，由于从图62的中继器A（6203A）的天线6210A发送的调制信号6209A的频带Y的成分及从中继器B（6203B）的天线6210B发送的调制信号6209B的频带Y的成分，使用实施方式C1中所说明的“发送同一数据”的发送模式。而且，频带Y的成分由终端Q接收。

下面，使用图65来说明图62内的中继器A（6203A）和中继器B（6203B）的结构。

图65表示中继器的接收部和发送部的结构的一例，对于和图56同样地进行动作的部分，赋予相同的符号。接收部6203X以由接收天线6501a接收到的接收信号6502a及由接收天线6501b接收到的接收信号6502b为输入，对频带X的成分实施信号处理（信号的分离或者合成、纠错解码等的处理），获得由基站使用频带X而传输的数据6204X，将其输出给分配部404，并且取得控制信息中包含的发送方法的信息（还获得中继器发送时的发送方法的信息），输出帧结构信号313。

还有，接收部6203X以后，是用于生成用于在频带X上发送的调制信号的处理部。另外，有关接收部，如图65所示，不仅仅是频带X的接收部，还另外具备其他频带的接收部，在各接收部中，具备用于生成用于使用该频带发送的调制信号的处理部。

分配部404的动作概要和实施方式C2中所述的基站内分配部的动作相同。

中继器A（6203A）和中继器B（6203B）在如图64那样进行发送的情况下，在频带X中，如同实施方式C1中所说明的那样，生成不同的2个调制信号（实施预编码、相位变更），中继器A（6203A）和中继器B（6203B）分别从图62的天线6210A及6212A和从图62的天线6210B及6212B发送2个调制信号。

在频带Y中，中继器A（6203A）在图65中，在与频带X相关的信号处理部6500所对应的与频带Y相关的处理部6500内（6500是与频带X相关的信号处理部，但是由于针对频带Y也具备同样的信号处理部，因而以6500内所付加的编号进行说明。），使交错器304A、映射部306A、加权合成部308A及相位变更部5201进行动作，生成调制信号5202，从图13的天线1310A，也就是图62的天线6210A发送与调制信号5202对应的发送信号。同样，中继器B（6203B）在图62中，使频带Y上的交错器304A、映射部306A、加权合成部308A及相位变更部5201进行动作，生成调制信号5202，从图13的天线1310A，也就是图62的天线6210B发送与调制信号5202对应的发送信号。

还有，基站如图66所示（图66是基站发送的调制信号的帧结构，并且横轴为时间、纵轴为频率。），发送与发送方法有关的信息6601、与中继器实施的相位变更有关的信息6602及数据码元6603，中继器通过取得与发送方法有关的信息6601及与中继器实施的相位变更有关的信息6602，能够决定对发送信号实施的相位变更的方法。另外，在基站所发送的信号中未包含图66中与中继器实施的相位变更有关的信息6602的情况下，如图62所示，也可以中继器B（6203B）成为主机，对中继器A（6203A）发出相位变更方法的指示。

如同上面的说明那样，在中继器“发送不同的数据”的情况下，设定与其发送方法相应的预编码矩阵及相位变更方法，生成调制信号。

另一方面，在“发送同一数据”的情况下，2个中继器分别生成调制信号，并进行发送。此时，各中继器生成用来从一根天线发送的调制信号相当于在同时考虑2个中继器时，在2个中继器中，设定了公式（52）的预编码矩阵。还有，有关相位变更方法，如同实施方式C1中所说明的那样，例如满足（数式53）的条件即可。

另外，如同实施方式C1中所说明的那样，也可以像频带X那样，基站、中继器都从2根天线分别发送调制信号，从2根天线发送同一数据。有关此时基站及中继器的动作，如同实施方式C1中所说明的那样。

通过采用本实施方式，针对“发送同一数据”和“发送不同的数据”任一个的情形，都可以在接收装置中，获得能够提高数据的接收品质的效果，并且在发送装置中，有能够实现相位变更部的共享化的优点。

另外，本实施方式虽然以作为发送方法而采用OFDM方式的情况为例进行了说明，但是并不限于此，在采用OFDM方式以外的多载波方式、单载波方式的情况下，也能够同样地实施。此时，也可以采用扩频通信方式。还有，在采用单载波方式的情况下，相位变更要按时间轴方向进行相位变更。

还有，如同实施方式3中所说明的那样，在“发送不同的数据”的发送方法的情况下，仅对数据码元进行相位变更。但是，在本实施方式中所说明的“发送同一数据”的发送方法时，相位变更不限于数据码元，还对发送信号的发送帧中所插入的导频码元或控制码元等的码元进行相位变更。（但是，也可以不对导频码元或控制码元等的码元进行相位变更，但为了获得分集增益，最好执行相位变更。）

（实施方式C4）

在本实施方式中，将对于和“实施方式1”、“其他补充”中所说明的相位变更方法不同的相位变更方法，进行说明。

在实施方式1中，作为预编码矩阵的例子，提供了公式（36），在其他补充中，作为预编码矩阵的例子，提供了公式（50）。而且，在实施方式A1中，在图3、图4、图6、图12、图25、图29、图51及图53的相位变更部内，作为周期N所需的相位变更值（在图3、图4、图6、图12、图25、图29、图51及图53中，由于只对一个基带信号赋予相位变更，因而成为相位变更值。），表现为PHASE[i]（i＝0，1，2，…，N-2，N-1（i为0以上且N-1以下的整数））。而且，在本说明书中，在对一个预编码后的基带信号进行相位变更的情况下（即图3、图4、图6、图12、图25、图29、图51及图53中），只对预编码后的基带信号z2'赋予了相位变更。此时，如下赋予PHASE[k]。

[数式54]

…式(54)

此时，设k＝0，1，2，…，N-2，N-1（k为0以上且N-1以下的整数）。

这样，在接收装置中，特别是在电波传播环境为LOS环境时，能够获得提高数据的接收品质的效果。其原因为，在LOS环境下，不进行相位变更时，是稳定的相位关系，但是由于进行相位变更，而进行了相位关系的变更，因此避免了传播环境突发性变坏的状况。另外，作为和公式（54）不同的方法，也可以如下赋予PHASE[k]。

[数式55]

…式(55)

此时，设k＝0，1，2，…，N-2，N-1（k为0以上且N-1以下的整数）。

另外，作为别的相位变更方法，也可以如下赋予PHASE[k]。

[数式56]

…式(56)

此时，设k＝0，1，2，…，N-2，N-1（k为0以上且N-1以下的整数），Z为固定值。

另外，作为别的相位变更方法，也可以如下赋予PHASE[k]。

[数式57]

…式(57)

此时，设k＝0，1，2，…，N-2，N-1（k为0以下且N-1以下的整数），Z为固定值。

如上，可以通过进行本实施方式那样的相位变更，获得接收装置能够得到良好的接收品质的可能性增高这样的效果。

本实施方式的相位变更并不限于对单载波方式的应用，在多载波传输的情况下也可以应用。因此，针对例如采用扩频通信方式、OFDM方式、SC-FDMA、SC-OFDM方式、非专利文献7等中所示的子波OFDM方式等的情形，也能够同样地实施。如前所述，在本实施方式中，作为进行相位变更的说明，有时按时间t轴方向进行相位变更，但是和实施方式1相同，可以和按频率轴方向进行相位变更时同样，也就是说，在本实施方式中，在t方向上的相位变更的说明中，通过将t置换为f（f：频率（（子）载波）），而把本实施方式中所说明的相位变更应用于频率方向的相位变更。另外，本实施方式的相位变更方法和实施方式1的说明相同，针对对时间-频率方向的相位变更也能够应用。另外，本实施方式中所说明的相位变更方法若满足实施方式A1中所示的内容，则在接收装置中，能够得到良好的数据品质的可能性较高。

（实施方式C5）

在本实施方式中，说明和“实施方式1”、“其他补充”及“实施方式C4”中所说明的相位变更方法不同的相位变更方法。

在实施方式1中，作为预编码矩阵的例子，提供了公式（36），在其他补充中，作为预编码矩阵的例子，提供了公式（50）。而且，在实施方式A1中，在图3、图4、图6、图12、图25、图29、图51及图53的相位变更部内，作为周期N所需的相位变更值（在图3、图4、图6、图12、图25、图29、图51及图53中，由于只对一个基带信号赋予相位变更，所以成为相位变更值。），表现为PHASE[i]（i＝0，1，2，…，N-2，N-1（i为0以上且N-1以下的整数））。而且，在本说明书中，在对一个预编码后的基带信号进行相位变更的情况下（即图3、图4、图6、图12、图25、图29、图51及图53），仅对预编码后的基带信号z2'赋予了相位变更。

本实施方式中相位变更方法的特征为，表达为周期N＝2N+1。而且，为了实现周期N＝2N+1而准备的不同的相位变更值为N+1个。而且，N+1个不同的相位变更值之中，n个相位变更值在1周期内分别使用2次，1个相位变更值使用1次，从而实现周期N＝2N+1。在下面，对于此时的相位变更值进行详细说明。

设为了实现周期N＝2N+1的规则地切换相位变更值的相位变更方法而需要的N+1个不同的相位变更值为PHASE[0]、PHASE[1]、…、PHASE[i]、…、PHASE[N-1]、PHASE[n]（i＝0，1，2，…，n-2，N-1，n（i为以上0且N以下的整数））。此时，如下表达N+1个不同的相位变更值PHASE[0]、PHASE[1]、…、PHASE[i]、…、PHASE[N-1]、PHASE[n]的例子。

[数式58]

…式(58)

此时，设k＝0，1，2，…，n-2，N-1，n（k为0以上且N以下的整数）。通过在公式（58）的N+1个不同的相位变更值PHASE[0]、PHASE[1]、…、PHASE[i]、…、PHASE[N-1]、PHASE[n]中使用1次PHASE[0]，并且分别使用2次PHASE[1]～PHASE[n]（使用2次PHASE[1]，使用2次PHASE[2]，···，使用2次PHASE[N-1]，使用2次PHASE[n]），成为周期N＝2N+1的规则地切换相位变更值的相位变更方法，从而能够以较少的相位变更值实现规则地切换相位变更值的相位变更方法，接收装置能够获得良好的数据接收品质。因为要准备的相位变更值较少，所以能够获得能够减少发送装置、接收装置的效果。如上，在接收装置中，特别是电波传播环境为LOS环境时，能够获得提高数据的接收品质的效果。其原因为，在LOS环境下，未进行相位变更时，是稳定的相位关系，但是由于执行相位变更，而进行了相位关系的变更，因此避免了传播环境突发性变坏的状况。另外，作为和公式（58）不同的方法，也可以如下赋予PHASE[k]。

[数式59]

…式(59)

此时，设k＝0，1，2，…，n-2，N-1，n（k为0以上且N以下的整数）。

通过在公式（59）的N+1个不同的相位变更值PHASE[0]、PHASE[1]、…、PHASE[i]、…、PHASE[N-1]、PHASE[n]中使用1次PHASE[0]，并且分别使用2次PHASE[1]～PHASE[n]（使用2次PHASE[1]，使用2次PHASE[2]，…，使用2次PHASE[N-1]，使用2次PHASE[n]），而成为周期N＝2N+1的规则地切换相位变更值的相位变更方法，从而能够以较少的相位变更值实现规则地切换相位变更值的相位变更方法，接收装置能够获得良好的数据接收品质。因为要准备的相位变更值较少，所以可以获得能减少发送装置、接收装置的效果。

另外，作为别的方法，也可以如下赋予PHASE[k]。

[数式60]

…式(60)

此时，设k＝0，1，2，…，n-2，N-1，n（k为0以上且N以下的整数），Z设为固定值。

通过在公式（60）的N+1个不同的相位变更值PHASE[0]、PHASE[1]、…、PHASE[i]、…、PHASE[N-1]、PHASE[n]中使用1次PHASE[0]，并且分别使用2次PHASE[1]～PHASE[n]（使用2次PHASE[1]，使用2次PHASE[2]，…，使用2次PHASE[N-1]，使用2次PHASE[n]），而成为周期N＝2N+1的规则地切换相位变更值的相位变更方法，从而能够以较少的相位变更值实现规则地切换相位变更值的相位变更方法，接收装置能够获得良好的数据接收品质。因为要准备的相位变更值较少，所以可以获得能减少发送装置、接收装置的效果。

另外，作为别的方法，也可以如下赋予PHASE[k]。

[数式61]

…式(61)

此时，设k＝0，1，2，…，n-2，N-1，n（k为0以上且N以下的整数），Z设为固定值。

通过在公式（61）的N+1个不同的相位变更值PHASE[0]、PHASE[1]、…、PHASE[i]、…、PHASE[N-1]、PHASE[n]中使用1次PHASE[0]，并且分别使用2次PHASE[1]～PHASE[n]（使用2次PHASE[1]，使用2次PHASE[2]，…，使用2次PHASE[N-1]，使用2次PHASE[n]），而成为周期N＝2N+1的规则地切换相位变更值的相位变更方法，以此能够以较少的相位变更值实现规则地切换相位变更值的相位变更方法，接收装置能够获得良好的数据接收品质。因为要准备的相位变更值较少，所以能够获得能减少发送装置、接收装置的效果。

如上，通过实施本实施方式那样的相位变更，能够获得接收装置能够得到良好的接收品质的可能性增高的效果。

本实施方式的相位变更并不限于对单载波方式的应用，在多载波传输的情况下，也能够应用。因此，对于例如采用扩频通信方式、OFDM方式、SC-FDMA、SC-OFDM方式、非专利文献7等中所示的子波OFDM方式等的情形，也能够同样地实施。如前所述，在本实施方式中，作为进行相位变更的说明，有时按时间t轴方向进行相位变更，但是和实施方式1相同，可以和按频率轴方向执行相位变更时同样，也就是说，在本实施方式中，在t方向上的相位变更的说明中，通过将t置换为f（f：频率（（子）载波）），而把本实施方式中所说明的相位变更应用于频率方向的相位变更。另外，本实施方式的相位变更方法和实施方式1的说明相同，在对时间-频率方向的相位变更中也能够应用。

（实施方式C6）

在本实施方式中，详细说明使用下述相位变更方法的情况，该相位变更方法如非专利文献12～非专利文献15所示，使用QC（Quasi Cyclic）LDPC（Low-Density Prity-Check）码（但是，也可以不是QC-LDPC码而是LDPC（块）码）、LDPC码和BCH码（Bose-Chaudhuri-Hocquenghem code）的连接码等的块码以及Turbo码或者Duo-Binary Turbo Code等的块码时的、特别是实施方式C5中所述的规则地切换相位变更值的相位变更方法。在此，作为一例，以发送s1、s2的2个流的情况为例进行说明。但是，当使用块码符号进行编码时，不需要控制信息等时，构成编码后的块的比特数和构成块码的比特数（但是，也可以在其中含有下面所述的那种控制信息等。）一致。当使用块码进行编码时，需要控制信息等（例如，CRC（cyclicredundancy check）、传输参数等）时，构成编码后的块的比特数有时是构成块码的比特数和控制信息等的比特数之和。

图34是表示使用块码时，1个编码后的块所需要的码元数、时隙数的变化的图。图34是例如图4的发送装置所示，发送s1、s2的2个流，并且发送装置具有1个编码器时的“表示在使用块码时，1个编码后的块所需要的码元数、时隙数的变化的图”。（此时，作为传输方式，也可以采用单载波传输、OFDM的那种多载波传输的任一个。）

如图34所示，将块码中构成1个编码后的块的比特数设为6000比特。为了发送该6000比特，在调制方式为QPSK时需要3000码元，16QAM时需要1500码元，64QAM时需要1000码元。

而且，在图4的发送装置中，因为要同时发送2个流，所以在调制方式为QPSK时，前述的3000码元对s1分配1500码元，对s2分配1500码元，因此为了发送由s1发送的1500码元和由s2发送的1500码元，需要1500时隙（在此命名为“时隙”）。

若同样地考虑，在调制方式为16QAM时，为了发送构成1个编码后的块的全部比特需要750时隙，在调制方式为64QAM时，为了发送构成1块的全部比特需要500时隙。

下面，说明在规则地变更相位的方法中，上面所定义的时隙和相位之间的关系。

在此，将为了周期5的规则地变更相位的方法所准备的相位变更值（或者相位变更集合）的个数设为5。也就是说，为了图4的发送装置的相位变更部，准备周期5所需的5个相位变更值（或者相位变更集合）。但是，如实施方式C5中所述，不同的相位变更值存在3个。从而，在周期5所需的5个相位变更值之中，存在相同的相位变更值。（在象图6那样，只对预编码后的基带信号z2'进行相位变更的情况下，为了实施周期5的相位变更，只要准备5个相位变更值即可。另外，在像图26那样，对预编码后的基带信号z1'及z2'的双方进行相位变更的情况下，为了1时隙，需要2个相位变更值。将该2个相位变更值称为相位变更集合。因此，这种情况下，为了实施周期5的相位变更，只要准备5个相位变更集合即可）。将周期5所需的5个相位变更值（或者相位变更集合）表达为P[0]、P[1]、P[2]、P[3]、P[4]。

下面，说明在规则地变更相位的方法中，上面所定义的时隙和相位的关系。

在调制方式为QPSK时，在用于发送构成1个编码后的块的比特数6000比特的上述1500时隙中，使用相位变更值P[0]的时隙需要为300时隙，使用相位变更值P[1]的时隙需要为300时隙，使用相位变更值P[2]的时隙需要为300时隙，使用相位变更值P[3]的时隙需要为300时隙，使用相位变更值P[4]的时隙需要为300时隙。其原因为，若在使用的相位变更值中存在不平衡，则成为使用了较多数量的相位变更值的影响较大的数据接收品质。

同样，在调制方式为16QAM时，在用于发送构成1个编码后的块的比特数6000比特的上述750时隙中，使用相位变更值P[0]的时隙需要为150时隙，使用相位变更值P[1]的时隙需要为150时隙，使用相位变更值P[2]的时隙需要为150时隙，使用相位变更值P[3]的时隙需要为150时隙，使用相位变更值P[4]的时隙需要为150时隙。

同样，在调制方式为64QAM时，在用于发送构成1个编码后的块的比特数6000比特的上述500时隙中，使用相位变更值P[0]的时隙需要为100时隙，使用相位变更值P[1]的时隙需要为100时隙，使用相位变更值P[2]的时隙需要为100时隙，使用相位变更值P[3]的时隙需要为100时隙，使用相位变更值P[4]的时隙需要为100时隙。

如上，在实施方式C5所述的规则地切换相位变更值的相位变更方法中，在设为用于实现周期N＝2N+1的相位变更值P[0]、P[1]、…、P[2N-1]、P[2n]（其中，P[0]、P[1]、…、P[2N-1]、P[2n]由PHASE[0]、PHASE[1]、PHASE[2]、…、PHASE[N-1]、PHASE[n]构成。（参见实施方式C5））时，当发送全部构成1个编码后的块的比特时，把使用相位变更值P[0]的时隙数设为K₀，把使用相位变更值P[1]的时隙数设为K₁，把使用相位变更值P[i]的时隙数设为K_i（i＝0，1，2，…，2N-1，2n（i为0以上且2N以下的整数）），把使用相位变更值P[2n]的时隙数设为K_2n，此时，

＜条件#C01＞

K₀＝K₁＝…＝K_i＝…＝K_2n，也就是说，K_a＝K_b、（for

其中，a，b＝0，1，2，…，2N-1，2n（a为0以上且2N以下的整数，b为0以上且2N以下的整数），a≠b）

在实施方式C5所述的规则地切换相位变更值的相位变更方法中，在用于实现周期N＝2N+1的不同的相位变更值PHASE[0]、PHASE[1]、PHASE[2]、…、PHASE[N-1]、PHASE[n]中，当发送全部构成1个编码后的块的比特时，把使用相位变更值PHASE[0]的时隙数设为G₀，把使用相位变更值PHASE[1]的时隙数设为G₁，把使用相位变更值PHASE[i]的时隙数设为G_i（i＝0，1，2，…，N-1，n（i为0以上且N以下的整数）），把使用相位变更值PHASE[n]的时隙数设为G_n，此时，＜条件#C01＞可以如下来表达。

＜条件#C02＞

2×G₀＝G₁＝…＝G_i＝…＝G_n，也就是说，2×G₀＝G_a、（for

其中，a＝1，2，…，N-1，n（a为1以上且N以下的整数））

而且，在通信系统支持多个调制方式，从所支持的调制方式选择使用的情况下，在所支持的调制方式中，＜条件#C01＞（＜条件#C02＞成立即可。

但是，在支持多个调制方式的情况下，一般来说，根据各调制方式，能够由1码元发送的比特数不同（根据情况，也可能相同。），根据情况的不同，有时存在不能满足＜条件#C01＞（＜条件#C02＞）的调制方式。这种情况下，取代＜条件#C01＞，而满足下面的条件即可。

＜条件#C03＞

K_a和K_b之差为0或者1，也就是说，|K_a―K_b|为0或者1

（for其中，a，b＝0，1，2，…，2N-1，2n（a为0以上且2N以下的整数，b为0以上且2N以下的整数），a≠b）

若以其他方式表达＜条件#C03＞，则成为下面的条件。

＜条件#C04＞

G_a和G_b之差为0或者1或者2，也就是说，|G_a―G_b|为0或者1或者2

（for

其中，a，b＝1，2，…，N-1，n（a为1以上且N以下的整数，b为1以上且N以下的整数），a≠b），以及，

2×G₀和G_a之差为0或者1或者2，也就是说，|2×G₀―G_a|为0或者1或者2

（for

其中，a＝1，2，…，N-1，n（a为1以上且N以下的整数））

图35是表示使用块码时，2个编码后的块所需要的码元数、时隙数的变化的图。图35是如图3的发送装置及图12的发送装置所示，发送s1、s2的2个流，并且发送装置具有2个编码器时的“表示在使用块码时，1个编码后的块所需要的码元数、时隙数的变化的图”。（此时，作为传输方式，可以采用单载波传输、OFDM的那种多载波传输的任一个。）

如图35所示，将块码中的构成1个编码后的块的比特数设为6000比特。为了发送该6000比特，在调制方式为QPSK时需要3000码元，16QAM时需要1500码元，64QAM时需要1000码元。

而且，在图3的发送装置及图12的发送装置中，因为同时发送2个流，并且存在2个编码器，所以通过2个流来传输不同的码块。因此，在调制方式为QPSK时，通过s1、s2在同一区间内发送2个编码块，所以，例如，通过s1发送第1编码后的块，通过s2发送第2编码块，因此为了发送第1、第2编码后的块而需要3000时隙。

若同样地考虑，在调制方式为16QAM时，为了发送构成2个编码后的块的全部比特需要1500时隙，在调制方式为64QAM时，为了发送构成2块的全部比特需要1000时隙。

下面，说明在规则地变更相位的方法中，上面所定义的时隙和相位之间的关系。

在此，将为了周期5的规则地变更相位的方法而准备的相位变更值（或者相位变更集合）的个数设为5。也就是说，为了图4发送装置的相位变更部，准备周期5所需的5个相位变更值（或者相位变更集合）。但是，如实施方式C5中所述，不同的相位变更值存在3个。从而，在周期5所需的5个相位变更值之中，存在相同的相位变更值。（在像图6那样，仅对预编码后的基带信号z2'进行相位变更的情况下，为了进行周期5的相位变更，准备5个相位变更值即可。另外，在像图26那样，对预编码后的基带信号z1'及z2'的双方进行相位变更的情况下，为了1时隙，需要2个相位变更值。将该2个相位变更值称为相位变更集合。因此，这种情况下，为了进行周期5的相位变更，准备5个相位变更集合即可）。将周期5所需的5个相位变更值（或者相位变更集合）表达为P[0]、P[1]、P[2]、P[3]、P[4]。

在调制方式为QPSK时，在用于发送构成2个编码后的块的比特数6000×2比特的上述3000时隙中，使用相位变更值P[0]的时隙需要为600时隙，使用相位变更值P[1]的时隙需要为600时隙，使用相位变更值P[2]的时隙需要为600时隙，使用相位变更值P[3]的时隙需要为600时隙，使用相位变更值P[4]的时隙需要为600时隙。其原因为，若在使用的相位变更值中存在不平衡，则成为使用了较多数量的相位变更值的影响较大的数据接收品质。

另外，为了发送第1的编码块，使用相位变更值P[0]的时隙需要为600次，使用相位变更值P[1]的时隙需要为600次，使用相位变更值P[2]的时隙需要为600次，使用相位变更值P[3]的时隙需要为600次，使用相位变更值P[4]的时隙需要为600次，另外，为了发送第2编码块，使用相位变更值P[0]的时隙是600次，使用相位变更值P[1]的时隙是600次，使用相位变更值P[2]的时隙是600次，使用相位变更值P[3]的时隙是600次，使用相位变更值P[4]的时隙是600次即可。

同样，在调制方式为16QAM时，在用于发送构成2个编码后的块的比特数6000×2比特的上述1500时隙中，使用相位变更值P[0]的时隙需要为300时隙，使用相位变更值P[1]的时隙需要为300时隙，使用相位变更值P[2]的时隙需要为300时隙，使用相位变更值P[3]的时隙需要为300时隙，使用相位变更值P[4]的时隙需要为300时隙。

另外，为了发送第1编码块，使用相位变更值P[0]的时隙需要为300次，使用相位变更值P[1]的时隙需要为300次，使用相位变更值P[2]的时隙需要为300次，使用相位变更值P[3]的时隙需要为300次，使用相位变更值的时隙需要为300次，另外，为了发送第2编码块，使用相位变更值P[0]的时隙是300次，使用相位变更值P[1]的时隙是300次，使用相位变更值P[2]的时隙是300次，使用相位变更值P[3]的时隙是300次，使用相位变更值P[4]的时隙是300次即可。

同样，在调制方式为64QAM时，在用于发送构成2个编码后的块的比特数6000×2比特的上述1000时隙中，使用相位变更值P[0]的时隙需要为200时隙，使用相位变更值P[1]的时隙需要为200时隙，使用相位变更值P[2]的时隙需要为200时隙，使用相位变更值P[3]的时隙需要为200时隙，使用相位变更值P[4]的时隙需要为200时隙。

另外，为了发送第1编码块，使用相位变更值P[0]的时隙需要为200次，使用相位变更值P[1]的时隙需要为200次，使用相位变更值P[2]的时隙需要为200次，使用相位变更值P[3]的时隙需要为200次，使用相位变更值P[4]的时隙需要为200次，另外，为了发送第2编码块，使用相位变更值P[0]的时隙是200次，使用相位变更值P[1]的时隙是200次，使用相位变更值P[2]的时隙是200次，使用相位变更值P[3]的时隙是200次，使用相位变更值P[4]的时隙是200次即可。

如上，在实施方式C5所述的规则地切换相位变更值的相位变更方法中，在设为用于实现周期N＝2N+1的相位变更值P[0]、P[1]、…、P[2N-1]、P[2n]（其中，P[0]、P[1]、…、P[2N-1]、P[2n]由PHASE[0]、PHASE[1]、PHASE[2]、…、PHASE[N-1]、PHASE[n]构成。（参见实施方式C5））时，当发送全部构成2个编码后的块的比特时，把使用相位变更值P[0]的时隙数设为K₀，把使用相位变更值P[1]的时隙数设为K₁，把使用相位变更值P[i]的时隙数设为K_i（i＝0，1，2，…，2N-1，2n（i为0以上且2N以下的整数）），把使用相位变更值P[2n]的时隙数设为K_2n，此时，

＜条件#C05＞

K₀＝K₁＝…＝K_i＝…＝K_2n，也就是说，K_a＝K_b、（for其中，a，b＝0，1，2，…，2N-1，2n（a为0以上且2N以下的整数，b为0以上且2N以下的整数），a≠b）

当发送全部构成第1编码后的块的比特时，把使用相位变更值P[0]的次数设为K_0，1，把使用相位变更值P[1]的次数设为K_1，1，把使用相位变更值P[i]的次数设为K_i，1（i＝0，1，2，…，2N-1，2n（i为0以上且2N以下的整数）），把使用相位变更值P[2n]的次数设为K_2n，1，此时，

＜条件#C06＞

K_0，1＝K_1，1＝…＝K_i，1＝…＝K_2n，1，也就是说，K_a，1＝K_b，1，（for

其中，a，b＝0，1，2，…，2N-1，2n（a为0以上且2N以下的整数，b为0以上且2N以下的整数），a≠b）

当发送全部构成第2编码后的块的比特时，把使用相位变更值P[0]的次数设为K_0，2，把使用相位变更值P[1]的次数设为K_1，2，把使用相位变更值P[i]的次数设为K_i，2（i＝0，1，2，…，2N-1，2n（i为0以上且2N以下的整数）），把使用相位变更值P[2n]的次数设为K_2n，2，此时，

＜条件#C07＞

K_0，2＝K_1，2＝…＝K_i，2＝…＝K_2n，2，也就是说，K_a，2＝K_b，2，（for

其中，a，b＝0，1，2，…，2N-1，2n（a为0以上且2N以下的整数，b为0以上且2N以下的整数），a≠b）。

在实施方式C5所述的规则地切换相位变更值的相位变更方法中，在用于实现周期N＝2N+1的不同的相位变更值PHASE[0]、PHASE[1]、PHASE[2]、…、PHASE[N-1]、PHASE[n]内，当发送全部构成2个编码后的块的比特时，把使用相位变更值PHASE[0]的时隙数设为G₀，把使用相位变更值PHASE[1]的时隙数设为G₁，把使用相位变更值PHASE[i]的时隙数设为G_i（i＝0，1，2，…，N-1，n（i为0以上且N以下的整数）），把使用相位变更值PHASE[n]的时隙数设为G_n，此时，＜条件#C05＞可以如下来表达。

＜条件#C08＞

2×G₀＝G₁＝…＝G_i＝…＝G_n，也就是说，2×G₀＝G_a，（for其中，a＝1，2，…，N-1，n（a为1以上且N以下的整数））

当发送全部构成第1编码后的块的比特时，把使用相位变更值PHASE[0]的次数设为G_0，1，把使用相位变更值PHASE[1]的次数设为K_1，1，把使用相位变更值PHASE[i]的次数设为G_i，1（i＝0，1，2，…，N-1，n（i为0以上且N以下的整数）），把使用相位变更值PHASE[n]的次数设为G_n，1，此时，

＜条件#C09＞

2×G_0，1＝G_1，1＝…＝G_i，1＝…＝G_n，1，也就是说，2×G_0，1＝G_a，1，（for

其中，a＝1，2，…，N-1，n（a为1以上且N以下的整数））

当发送全部构成第2编码后的块的比特时，把使用相位变更值PHASE[0]的次数设为G_0，2，把使用相位变更值PHASE[1]的次数设为G_1，2，把使用相位变更值PHASE[i]的次数设为G_i，2（i＝0，1，2，…，N-1，n（i为0以上且N以下的整数）），把使用相位变更值PHASE[n]的次数设为G_n，2，此时，

＜条件#C10＞

2×G_0，2＝G_1，2＝…＝G_i，2＝…＝G_n，2，也就是说，2×G_0，2＝G_a，2、（for

其中，a＝1，2，…，N-1，n（a为1以上且N以下的整数））

而且，在通信系统支持多个调制方式，从所支持的调制方式选择使用的情况下，在所支持的调制方式中，＜条件#C05＞＜条件#C06＞＜条件#C07＞（＜条件#C08＞＜条件#C09＞＜条件#C10＞成立即可。

但是，在支持多个调制方式的情况下，一般来说，根据各调制方式，能够由1码元发送的比特数不同（根据情况，也可能相同。），根据情况的不同，有时存在不能满足＜条件#C05＞＜条件#C06＞＜条件#C07＞（＜条件#C08＞＜条件#C09＞＜条件#C10＞的调制方式。这种情况下，取代＜条件#C05＞＜条件#C06＞＜条件#C07＞，而满足下面的条件即可。

＜条件#C11＞

K_a和K_b之差为0或者1，也就是说，|K_a―K_b|为0或者1

（for

其中，a，b＝0，1，2，…，2N-1，2n（a为0以上且2N以下的整数，b为0以上且2N以下的整数）、a≠b）

＜条件#C12＞

K_a，1和K_b，1之差为0或者1，也就是说，|K_a，1―K_b，1|为0或者1

（for

其中，a，b＝0，1，2，…，2N-1，2n（a为0以上且2N以下的整数，b为0以上且2N以下的整数），a≠b）

＜条件#C13＞

K_a，2和K_b，2之差为0或者1，也就是说，|K_a，2―K_b，2|为0或者1

（for其中，a，b＝0，1，2，…，2N-1，2n（a为0以上且2N以下的整数，b为0以上且2N以下的整数），a≠b）

若以其他方式表达＜条件#C11＞＜条件#C12＞＜条件#C13＞，则成为下面的条件。

＜条件#C14＞

G_a和G_b之差为0或者1或者2，也就是说，|G_a―G_b|为0或者1或者2

（for

其中，a，b＝1，2，…，N-1，n（a为1以上且N以下的整数，b为1以上且N以下的整数），a≠b）以及

2×G₀和G_a之差为0或者1或者2，也就是说，|2×G₀―G_a|为0或者1或者2

（for

其中，a＝1，2，…，N-1，n（a为1以上且N以下的整数））

＜条件#C15＞

G_a，1和G_b，1之差为0或者1或者2，也就是说，|G_a，1―G_b，1|为0或者1或者2

（for

其中，a，b＝1，2，…，N-1，n（a为1以上且N以下的整数，b为1以上且N以下的整数），a≠b），以及

2×G_0，1和G_a，1之差为0或者1或者2，也就是说，|2×G_0，1―G_a，1|为0或者1或者2

（for其中，a＝1，2，…，N-1，n（a为1以上且N以下的整数））

＜条件#C16＞

G_a，2和G_b，2之差为0或者1或者2，也就是说，|G_a，2―G_b，2|为0或者1或者2

（for

其中，a，b＝1，2，…，N-1，n（a为1以上且N以下的整数，b为1以上且N以下的整数），a≠b），以及

2×G_0，2和G_a，2之差为0或者1或者2，也就是说，|2×G_0，2―G_a，2|为0或者1或者2

（for

其中，a＝1，2，…，N-1，n（a为1以上且N以下的整数））

如上，通过将编码后的块和相位变更值建立关联，在为了传输编码块而使用的相位变更值中不平衡消失，所以能够在接收装置中，获得提高数据的接收品质的效果。

在本实施方式中，在规则地变更相位的方法中，为了周期N的相位变更方法，需要N个相位变更值（或者相位变更集合）。此时，作为N个相位变更值（或者相位变更集合），准备P[0]、P[1]、P[2]、…、P[N-2]、P[N-1]，但还有在频率轴方向上按P[0]、P[1]、P[2]、…、P[N-2]、P[N-1]的顺序排列的方法，但是并不一定限于此，也可以通过使N个相位变更值（或者相位变更集合）P[0]、P[1]、P[2]、…、P[N-2]、P[N-1]和实施方式1相同，对时间轴、频率-时间轴的块配置码元，来变更相位。还有，说明了周期N的相位变更方法，但是即便随机使用N个相位变更值（或者相位变更集合），也能够获得同样的效果，也就是说，并不是必须以具备规则的周期的方式使用N个相位变更值（或者相位变更集合），在接收装置中，为了获得较高的数据接收品质，重要的是满足上面所说明的条件。

另外，也可以存在空间复用MIMO传输方式、预编码矩阵为固定的MIMO传输方式、空时块编码方式、仅发送1个流及规则地变更相位的方法的模式，发送装置（广播站、基站）可以从这些方式中选择任一个发送方法。

还有，所谓空间复用MIMO传输方式指的是，如非专利文献3所示，分别从不同的天线发送以选择出的调制方式映射的信号s1、s2，所谓预编码矩阵为固定的MIMO传输方式指的是，仅实施预编码（不执行相位变更）。另外，所谓的空时块编码方式指的是非专利文献9、16、17所示的传输方式。所谓的仅发送1个流指的是，对以选择出的调制方式映射的信号s1进行规定的处理，并从天线发送的方法。

另外，采用OFDM那样的多载波的传输方式，如同由多个载波构成的第1载波群、由多个载波构成的和第1载波群不同的第2载波群、…那样，由多个载波群实现多载波传输，也可以按每个载波群，设定为空间复用MIMO传输方式、预编码矩阵为固定的MIMO传输方式、空时块编码方式、仅发送1个流及规则地变更相位的方法的任一个，特别是，就选择了规则地变更相位的方法后的（子）载波群而言，最好实施本实施方式。

还有，在对一个预编码后的基带信号进行相位变更的情况下，例如将P[i]的相位变更值设为“X弧度”时，在图3、图4、图6、图12、图25、图29、图51及图53的相位变更部内，将e^jX与预编码后的基带信号z2'相乘。而且，在对两个预编码后的基带信号进行相位变更的情况下，例如将P[i]的相位变更集合设为“X弧度”及“Y弧度”时，在图26、图27、图28、图52及图54的相位变更部内，将e^jX与预编码后的基带信号z2'相乘，将e^jY与预编码后的基带信号z1'相乘。

（实施方式C7）

在本实施方式中，说明如非专利文献12～非专利文献15所示，使用QC（Quasi Cyclic）LDPC（Low-Density Prity-Check）码（但是，也可以不是QC-LDPC码而是LDPC（块）码）、LDPC码和BCH码（Bose-Chaudhuri-Hocquenghem code）的连接码等的块码、Turbo码或者Duo-Binary Turbo Code等的块码时的、使实施方式A1、实施方式C6一般化后的情形。在此，作为一例，以发送s1、s2的2个流的情况为例进行说明。但是，当使用块码进行编码时，不需要控制信息等时，构成编码后的块的比特数和构成块码的比特数（但是，也可以在其中含有下面所述的那种控制信息等。）一致。当使用块码进行编码时，需要控制信息等（例如，CRC（cyclic redundancy check）、传输参数等）时，构成编码后的块的比特数有时是构成块码的比特数和控制信息等的比特数之和。

图34是表示使用块码时，1个编码后的块所需要的码元数、时隙数的变化的图。图34是例如图4的发送装置所示，发送s1、s2的2个流，并且发送装置具有1个编码器时的“表示使用块码时，1个编码后的块所需要的码元数、时隙数的变化的图”。（此时，作为传输方式，可以采用单载波传输、OFDM的那种多载波传输任一个。）

如图34所示，将块码中的构成1个编码后的块的比特数设为6000比特。为了发送该6000比特，在调制方式为QPSK时需要3000码元，16QAM时需要1500码元，64QAM时需要1000码元。

而且，在图4的发送装置中，由于同时发送2个流，所以在调制方式为QPSK时，前述的3000码元对s1分配1500码元，对s2分配1500码元，因此为了发送由s1发送的1500码元和由s2发送的1500码元，需要1500时隙（在此命名为“时隙”。）。

若同样地考虑，在调制方式为16QAM时，为了发送构成1个编码后的块的全部比特需要750时隙，在调制方式为64QAM时，为了发送构成1块的全部比特需要500时隙。

下面，说明在规则地变更相位的方法中，上面所定义的时隙和相位之间的关系。

在此，将为了周期5的规则地变更相位的方法所准备的相位变更值（或者相位变更集合）的个数设为5。将为了周期5的规则地变更相位的方法所准备的相位变更值（或者相位变更集合）设为P[0]、P[1]、P[2]、P[3]、P[4]。但是，在P[0]、P[1]、P[2]、P[3]、P[4]中，只要至少含有2个以上不同的相位变更值即可（也可以在P[0]、P[1]、P[2]、P[3]、P[4]中含有相同的相位变更值。）。（在像图6那样，只对预编码后的基带信号z2'进行相位变更的情况下，为了实施周期5的相位变更，只要准备5个相位变更值即可。另外，在像图26那样，对预编码后的基带信号z1'及z2'的双方进行相位变更的情况下，为了1时隙，需要2个相位变更值。将该2个相位变更值称为相位变更集合。因此，这种情况下，为了实施周期5的相位变更，只要准备5个相位变更集合即可）。

在调制方式为QPSK时，在用于发送构成1个编码后的块的比特数6000比特的上述1500时隙中，使用相位变更值P[0]的时隙需要为300时隙，使用相位变更值P[1]的时隙需要为300时隙，使用相位变更值P[2]的时隙需要为300时隙，使用相位变更值P[3]的时隙需要为300时隙，使用相位变更值P[4]的时隙需要为300时隙。其原因为，若在使用的相位变更值中存在不平衡，则成为使用了较多数量的相位变更值的影响较大的数据接收品质。

同样，在调制方式为16QAM时，在用于发送构成1个编码后的块的比特数6000比特的上述750时隙中，使用相位变更值P[0]的时隙需要为150时隙，使用相位变更值P[1]的时隙需要为150时隙，使用相位变更值P[2]的时隙需要为150时隙，使用相位变更值P[3]的时隙需要为150时隙，使用相位变更值P[4]的时隙需要为150时隙。

同样，在调制方式为64QAM时，在用于发送构成1个编码后的块的比特数6000比特的上述500时隙中，需要使用相位变更值P[0]的时隙需要为100时隙，使用相位变更值P[1]的时隙需要为100时隙，使用相位变更值P[2]的时隙需要为100时隙，使用相位变更值P[3]的时隙需要为100时隙，使用相位变更值P[4]的时隙需要为100时隙。

如上，将周期N的规则地切换相位变更值的相位变更方法中的相位变更值表达为P[0]、P[1]、…、P[N-2]、P[N-1]。其中，P[0]、P[1]、…、P[N-2]、P[N-1]至少由2个以上不同的相位变更值构成。（也可以在P[0]、P[1]、…、P[N-2]、P[N-1]中含有相同的相位变更值。）当发送全部构成1个编码后的块的比特时，把使用相位变更值P[0]的时隙数设为K₀，把使用相位变更值P[1]的时隙数设为K₁，把使用相位变更值P[i]的时隙数设为K_i（i＝0，1，2，…，N-1（i为0以上且N-1以下的整数）），把使用相位变更值P[N-1]的时隙数设为K_N-1，此时，

＜条件#C17＞

K₀＝K₁＝…＝K_i＝…＝K_N-1，也就是说，K_a＝K_b，（for

其中，a，b＝0，1，2，…，N-1（a为0以上且N-1以下的整数，b为0以上且N-1以下的整数），a≠b）

而且，在通信系统支持多个调制方式，从所支持的调制方式进行选择来使用的情况下，在所支持的调制方式中，＜条件#C17＞成立即可。

但是，在支持多个调制方式的情况下，一般来说，根据各调制方式，能够由1码元发送的比特数不同（根据情况，也可能相同。），根据情况的不同，有时存在不能满足＜条件#C17＞的调制方式。这种情况下，最好取代＜条件#C17＞，而满足下面的条件。

＜条件#C18＞

K_a和K_b之差为0或者1，也就是说，|K_a―K_b|为0或者1

（for

其中，a，b＝0，1，2，…，N-1（a为0以上且N-1以下的整数，b为0以上且N-1以下的整数），a≠b）

图35是表示使用块码时，2个编码后的块所需要的码元数、时隙数的变化的图。图35是如图3的发送装置及图12的发送装置所示，发送s1、s2的2个流，并且发送装置具有2个编码器时的“表示使用块码时，1个编码后的块所需要的码元数、时隙数的变化的图”。（此时，作为传输方式，可以采用单载波传输、OFDM的那种多载波传输任一个。）

如图35所示，将块码中的构成1个编码后的块的比特数设为6000比特。为了发送该6000比特，在调制方式为QPSK时需要3000码元，16QAM时需要1500码元，64QAM时需要1000码元。

而且，在图3的发送装置及图12的发送装置中，由于同时发送2个流，并且存在2个编码器，所以通过2个流，传输不同的符号块。因此，在调制方式为QPSK时，利用s1、s2，在同一区间内发送2个编码块，所以，例如，通过s1发送第1编码后的块，通过s2发送第2编码块，因此为了发送第1、第2编码后的块需要3000时隙。

若同样地靠，在调制方式为16QAM时，为了发送构成2个编码后的块的全部比特需要1500时隙，在调制方式为64QAM时，为了发送构成2块的全部比特需要1000时隙。

下面，说明在规则地变更相位的方法中，上面所定义的时隙和相位之间的关系。

在此，将为了周期5的规则地变更相位的方法所准备的相位变更值（或者相位变更集合）的个数设为5。也就是说，为了图4发送装置的相位变更部，准备周期5所需的5个相位变更值（或者相位变更集合）P[0]、P[1]、P[2]、P[3]、P[4]。但是，在P[0]、P[1]、P[2]、P[3]、P[4]中，只要至少含有2个以上不同的相位变更值就可以（也可以在P[0]、P[1]、P[2]、P[3]、P[4]中含有相同的相位变更值。）。（在像图6那样，仅对预编码后的基带信号z2'进行相位变更的情况下，为了实施周期5的相位变更，只要准备5个相位变更值即可。另外，在像图26那样，对预编码后的基带信号z1'及z2'的双方进行相位变更的情况下，为了1时隙，需要2个相位变更值。将该2个相位变更值称为相位变更集合。因此，这种情况下，为了实施周期5的相位变更，只要准备5个相位变更集合即可）。将周期5所需的5个相位变更值（或者相位变更集合）表达为P[0]、P[1]、P[2]、P[3]、P[4]。

在调制方式为QPSK时，在用于发送构成2个编码后的块的比特数6000×2比特的上述3000时隙中，使用相位变更值P[0]的时隙需要为600时隙，使用相位变更值P[1]的时隙需要为600时隙，使用相位变更值P[2]的时隙需要为600时隙，使用相位变更值P[3]的时隙需要为600时隙，使用相位变更值P[4]的时隙需要为600时隙。其原因为，若在使用的相位变更值中存在不平衡，则成为使用了较多数量的相位变更值影响较大的数据接收品质。

另外，为了发送第1编码块，使用相位变更值P[0]的时隙需要为600次，使用相位变更值P[1]的时隙需要为600次，使用相位变更值P[2]的时隙需要为600时隙，使用相位变更值P[3]的时隙需要为600次，使用相位变更值P[4]的时隙需要为600次，另外，为了发送第2编码块，使用相位变更值P[0]的时隙是600次，使用相位变更值P[1]的时隙是600次，使用相位变更值P[2]的时隙是600时隙，使用相位变更值P[3]的时隙是600次，使用相位变更值P[4]的时隙是600次即可。

同样，在调制方式为16QAM时，在用于发送构成2个编码后的块的比特数6000×2比特的上述1500时隙中，需要使用相位变更值P[0]的时隙需要为300时隙，使用相位变更值P[1]的时隙需要为300时隙，使用相位变更值P[2]的时隙需要为300时隙，使用相位变更值P[3]的时隙需要为300时隙，使用相位变更值P[4]的时隙需要为300时隙。

另外，为了发送第1编码块，使用相位变更值P[0]的时隙需要为300次，使用相位变更值P[1]的时隙需要为300次，使用相位变更值P[2]的时隙需要为300时隙，相位变更值P[3]的时隙需要为300次，使用相位变更值P[4]的时隙需要为300次，另外，为了发送第2编码块，使用相位变更值P[0]的时隙是300次，使用相位变更值P[1]的时隙是300次，使用相位变更值P[2]的时隙是300时隙，使用相位变更值P[3]的时隙是300次，使用相位变更值P[4]的时隙是300次即可。

同样，在调制方式为64QAM时，在用于发送构成2个编码后的块的比特数6000×2比特的上述1000时隙中，需要使用相位变更值P[0]的时隙需要为200时隙，使用相位变更值P[1]的时隙需要为200时隙，使用相位变更值P[2]的时隙需要为200时隙，使用相位变更值P[3]的时隙需要为200时隙，使用相位变更值P[4]的时隙需要为200时隙。

另外，为了发送第1编码块，使用相位变更值P[0]的时隙需要为200次，使用相位变更值P[1]的时隙需要为200次，使用相位变更值P[2]的时隙需要为200时隙，使用相位变更值P[3]的时隙需要为200次，使用相位变更值P[4]的时隙需要为200次，另外，为了发送第2编码块，使用相位变更值P[0]的时隙是200次，使用相位变更值P[1]的时隙是200次，使用相位变更值P[2]的时隙是200时隙，使用相位变更值P[3]的时隙是200次，使用相位变更值P[4]的时隙是200次即可。

如上，将周期N的规则地切换相位变更值的相位变更方法中的相位变更值表达为P[0]、P[1]、P[2]、…、P[N-2]、P[N-1]。但是，P[0]、P[1]、P[2]、…、P[N-2]、P[N-1]至少由2个以上不同的相位变更值构成。（也可以在P[0]、P[1]、P[2]、…、P[N-2]、P[N-1]中含有相同的相位变更值。）当发送全部构成2个编码后的块的比特时，把使用相位变更值P[0]的时隙数设为K₀，把使用相位变更值P[1]的时隙数设为K₁，把使用相位变更值P[i]的时隙数设为K_i（i＝0，1，2，…，N-1（i为0以上且N-1以下的整数）），把使用相位变更值P[N-1]的时隙数设为K_N-1，此时，

＜条件#C19＞

K₀＝K₁＝…＝K_i＝…＝K_N-1，也就是说，K_a＝K_b、（for其中，a，b＝0，1，2，…，N-1（a为0以上且N-1以下的整数，b为0以上且N-1以下的整数），a≠b）

当发送全部构成第1编码后的块的比特时，把使用相位变更值P[0]的次数设为K_0，1，把使用相位变更值P[1]的次数设为K_1，1，把使用相位变更值P[i]的次数设为K_i，1（i＝0，1，2，…，N-1（i为0以上且N-1以下的整数）），把使用相位变更值P[N-1]的次数设为K_N-1，1，此时，

＜条件#C20＞

K_0，1＝K_1，1＝…＝K_i，1＝…＝K_N-1，1，也就是说，K_a，1＝K_b，1、（for

其中，a，b＝0，1，2，…，N-1（a为0以上且N-1以下的整数，b为0以上且N-1以下的整数），a≠b）

当发送全部构成第2编码后的块的比特时，把使用相位变更值P[0]的次数设为K_0，2，把使用相位变更值P[1]的次数设为K_1，2，把使用相位变更值P[i]的次数设为K_i，2（i＝0，1，2，…，N-1（i为0以上且N-1以下的整数）），把使用相位变更值P[N-1]的次数设为K_N-1，2，此时，

＜条件#C21＞

K_0，2＝K_1，2＝…＝K_i，2＝…＝K_N-1，2，也就是说，K_a，2＝K_b，2、（for

其中，a，b＝0，1，2，…，N-1（a为0以上且N-1以下的整数，b为0以上且N-1以下的整数），a≠b）

而且，在通信系统支持多个调制方式，从所支持的调制方式选择使用的情况下，在所支持的调制方式中，＜条件#C19＞＜条件#C20＞＜条件#C21＞成立即可。

但是，在支持多个调制方式的情况下，一般来说，根据各调制方式，能够由1码元发送的比特数不同（根据情况，也可能相同。），根据情况的不同，有时存在不能满足＜条件#C19＞＜条件#C20＞＜条件#C21＞的调制方式。这种情况下，取代＜条件#C19＞＜条件#C20＞＜条件#C21＞，而满足下面的条件即可。

＜条件#C22＞

K_a和K_b之差为0或者1，也就是说，|K_a―K_b|为0或者1

（for

其中，a，b＝0，1，2，…，N-1（a为0以上且N-1以下的整数，b为0以上且N-1以下的整数），a≠b）

＜条件#C23＞

K_a，1和K_b，1之差为0或者1，也就是说，|K_a，1―K_b，1|为0或者1

（for

其中，a，b＝0，1，2，…，N-1（a为0以上且N-1以下的整数，b为0以上且N-1以下的整数），a≠b）

＜条件#C24＞

K_a，2和K_b，2之差为0或者1，也就是说，|K_a，2―K_b，2|为0或者1

（for

其中，a，b＝0，1，2，…，N-1（a为0以上且N-1以下的整数，b为0以上且N-1以下的整数），a≠b）

如上，通过将实现编码后的块和相位变更值建立关联，在传输编码块所使用的相位变更值中不平衡消失，所以在接收装置中，能够获得提高数据的接收品质的效果。

在本实施方式中，在规则地变更相位的方法中，为了周期N的相位变更方法，需要N个相位变更值（或者相位变更集合）。此时，作为N个相位变更值（或者相位变更集合），要准备P[0]、P[1]、P[2]、…、P[N-2]、P[N-1]，而还有在频率轴方向上按P[0]、P[1]、P[2]、…、P[N-2]、P[N-1]的顺序排列的方法，但是并不一定不限于此，也可以通过使N个相位变更值（或者相位变更集合）P[0]、P[1]、P[2]、…、P[N-2]、P[N-1]和实施方式1相同，对时间轴、频率-时间轴的块配置码元，来变更相位。还有，虽然设为周期N的相位变更方法进行了说明，但是即便随机使用N个相位变更值（或者相位变更集合），也能够获得同样的效果，也就是说，不一定需要以具有规则的周期的方式使用N个相位变更值（或者相位变更集合），在接收装置中获得较高的数据接收品质的方面，重要的是满足上面中所说明的条件。

另外，也可以存在空间复用MIMO传输方式、预编码矩阵为固定的MIMO传输方式、空时块编码方式、仅发送1个流及规则地变更相位的方法之方式，发送装置（广播站、基站）可以从这些方式选择任一个发送方法。

还有，所谓空间复用MIMO传输方式指的是，如非专利文献3所示，分别从不同的天线发送以选择的调制方式映射的信号s1、s2的方法，所谓的预编码矩阵为固定的MIMO传输方式指的是，只实施预编码（不进行相位变更）的方式。另外，所谓的空时块编码方式指的是非专利文献9、16、17所示的传输方式。所谓的仅发送1个流指的是，对以选择出的调制方式映射的信号s1的信号进行规定的处理，并从天线发送的方法。

另外，采用OFDM的那种多载波的传输方式，如同由多个载波所构成的第1载波群、由多个载波所构成的和第1载波群不同的第2载波群、…那样，由多个载波群实现多载波传输，也可以按每个载波群，设定为空间复用MIMO传输方式、预编码矩阵为固定的MIMO传输方式、空时块编码方式、仅发送1个流及规则地变更相位的任一个，特别是，就选择了规则地变更相位的方法后的（子）载波群而言，最好实施本实施方式。

还有，在对一个预编码后的基带信号进行相位变更的情况下，例如，将P[i]的相位变更值设为“X弧度”时，在图3、图4、图6、图12、图25、图29、图51及图53的相位变更部内，将e^jX与预编码后的基带信号z2'相乘。而且，在对两个预编码后的基带信号进行相位变更的情况下，例如将P[i]的相位变更集合设为“X弧度”及“Y弧度”时，在图26、图27、图28、图52及图54的相位变更部内，将e^jX与预编码后的基带信号z2'相乘，将e^jY与预编码后的基带信号z1'相乘。

（实施方式D1）

在本实施方式中，首先说明实施方式1的变形例。图67是本实施方式中发送装置的结构一例，对于和图3同样进行动作的部分，赋予相同的符号，另外，以后对于和图3中的说明同样地进行动作的部分，省略其说明。而且，图67和图3的不同之处是，在加权合成部的正后面插入有基带信号替换部6702的部分。从而，以后，以基带信号替换部6702周围的动作为中心进行说明。

图21表示加权合成部（308A、308B）的结构。在图21中用虚线包围的区域为加权合成部。基带信号307A和w11相乘，生成w11·s1（t），并和w21相乘，生成w21·s1（t）。同样，基带信号307B和w12相乘，生成w12·s2（t），并和w22相乘，生成w22·s2（t）。接下来，获得z1（t）＝w11·s1（t）+w12·s2（t）以及z2（t）＝w21·s1（t）+w22·s2（t）。此时，s1（t）及s2（t）从实施方式1的说明可知，变为BPSK（Binary Phase Shift Keying）、QPSK、8PSK（8Phase Shift Keying）、16QAM、32QAM（32Quadrature AmplitudeModulation）、64QAM、256QAM、16APSK（16Amplitude Phase Shift Keying）等调制方式的基带信号。这里，两个加权合成部使用固定的预编码矩阵来执行加权，并且作为预编码矩阵，作为一例有基于下述公式（63）或者公式（64）的条件而使用公式（62）的方法。但是，这是一例，α的值并不限于公式（63）、公式（64），也可以设为别的值，例如将α设为1，并且α也可以是0（α可以是0以上的实数，α也可以是虚数。）。

还有，预编码矩阵为

[数式62]

$\left(\begin{array}{cc}w11& w12\\ w21& w22\end{array}\right)=\frac{1}{\sqrt{{\mathrm{\&alpha;}}^2+1}}\left(\begin{array}{cc}{e}^{j0}& {\mathrm{\&alpha;}\&times;e}^{j0}\\ {\mathrm{\&alpha;}\&times;e}^{j0}& e^{\mathrm{j\&pi;}}\end{array}\right)$ …式(62)

其中，在上述公式（62）中，α为

[数式63]

$\mathrm{\&alpha;}=\frac{\sqrt{2}+4}{\sqrt{2}+2}$ …式(63)

或者，在上述公式（62）中，α为

[数式64]

$\mathrm{\&alpha;}=\frac{\sqrt{2}+3+\sqrt{5}}{\sqrt{2}+3-\sqrt{5}}$ …式(64)

另外，预编码矩阵并不限于公式（62），而只要以

[数式65]

$\left(\begin{array}{cc}w11& w12\\ w21& w22\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}a& b\\ c& d\end{array}\right)$ …式(65)

a＝Ae^jδ11、b＝Be^jδ12、c＝Ce^jδ21、d＝De^jδ22来表达即可。另外，a、b、c、d的任一个也可以是“零”。例如，也可以（1）a是零，b、c、d不是零，（2）b是零，a、c、d不是零，（3）c是零，a、b、d不是零，（4）d是零，a、b、c不是零。

另外，也可以将a、b、c、d之中的2个值设为零。例如，（1）a及d是零，b、c不是零，（2）b及c是零，并且a、d不是零这样的方法是有效的。

还有，变更了调制方式、纠错码及其编码率的任一个时，对使用的预编码矩阵进行设定及变更，也可以固定使用其预编码矩阵。

下面，说明图67中的基带信号替换部6702。基带信号替换部6702以加权合成后的信号309A及加权合成后的信号316B为输入，进行基带信号切换，输出切换后基带信号6701A及替换后基带信号6701B。还有，有关基带信号的替换细节，如同使用图55所说明的那样。本实施方式的基带信号的替换的用于进行基带信号的替换的信号和图55不同。在下面，对于本实施方式的基带信号的替换，使用图68进行说明。

在图68中，将加权合成后的信号309A（p1（i））的同相I成分表达为I_p1（i）、将正交Q成分表达为Q_p1（i），并且将加权合成后的信号316B（p2（i））的同相I成分表达为I_p2（i）、将正交Q成分表达为Q_p2（i）。而且，将替换后基带信号6701A（q1（i））的同相I成分表达为I_q1（i）、将正交Q成分表达为Q_q1（i），并且将替换后基带信号6701B（q2（i））的同相I成分表达为I_q2（i）、将正交Q成分表达为Q_q2（i）。（其中，i代表（时间或者频率（载波）的）顺序。在图67的例子中，i为时间，但是在将图67应用到像图12那样采用OFDM方式的情形时，i也可以是频率（载波）。在后面，将对于这一点进行说明。）

此时，基带信号替换部6702也可以进行基带成分的替换，

·将替换后的基带信号q1（i）的同相成分设为I_p1（i），将正交成分设为Q_p2（i），将替换后的基带信号q2（i）的同相成分设为I_p2（i），将正交成分设为Q_p1（i）

如同分别从发送天线1和发送天线2在同一时刻使用同一频率发送与替换后的基带信号q1（i）对应的调制信号和与替换后的基带信号q2（i）对应的调制信号那样，从不同的天线在同一时刻使用同一频率发送与替换后的基带信号q1（i）对应的调制信号和替换后的基带信号q2（i）。另外，也可以是，

·将替换后的基带信号q1（i）的同相成分设为I_p1（i），将正交成分设为I_p2（i），将替换后的基带信号q2（i）的同相成分设为Q_p1（i），将正交成分设为Q_p2（i）

·将替换后的基带信号q1（i）的同相成分设为I_p2（i），将正交成分设为I_p1（i），将替换后的基带信号q2（i）的同相成分设为Q_p1（i），将正交成分设为Q_p2（i）

·将替换后的基带信号q1（i）的同相成分设为I_p1（i），将正交成分设为I_p2（i），将替换后的基带信号q2（i）的同相成分设为Q_p2（i），将正交成分设为Q_p1（i）

·将替换后的基带信号q1（i）的同相成分设为I_p2（i），将正交成分设为I_p1（i），将替换后的基带信号q2（i）的同相成分设为Q_p2（i），将正交成分设为Q_p1（i）

·将替换后的基带信号q1（i）的同相成分设为I_p1（i），将正交成分设为Q_p2（i），将替换后的基带信号q2（i）的同相成分设为Q_p1（i），将正交成分设为I_p2（i）

·将替换后的基带信号q1（i）的同相成分设为Q_p2（i），将正交成分设为I_p1（i），将替换后的基带信号q2（i）的同相成分设为I_p2（i），将正交成分设为Q_p1（i）

·将替换后的基带信号q1（i）的同相成分设为Q_p2（i），将正交成分设为I_p1（i），将替换后的基带信号q2（i）的同相成分设为Q_p1（i），将正交成分设为I_p2（i）

·将替换后的基带信号q2（i）的同相成分设为I_p1（i），将正交成分设为I_p2（i），将替换后的基带信号q1（i）的同相成分设为Q_p1（i），将正交成分设为Q_p2（i）

·将替换后的基带信号q2（i）的同相成分设为I_p2（i），将正交成分设为I_p1（i），将替换后的基带信号q1（i）的同相成分设为Q_p1（i），将正交成分设为Q_p2（i）

·将替换后的基带信号q2（i）的同相成分设为I_p1（i），将正交成分设为I_p2（i），将替换后的基带信号q1（i）的同相成分设为Q_p2（i），将正交成分设为Q_p1（i）

·将替换后的基带信号q2（i）的同相成分设为I_p2（i），将正交成分设为I_p1（i），将替换后的基带信号q1（i）的同相成分设为Q_p2（i），将正交成分设为Q_p1（i）

·将替换后的基带信号q2（i）的同相成分设为I_p1（i），将正交成分设为Q_p2（i），将替换后的基带信号q1（i）的同相成分设为I_p2（i），将正交成分设为Q_p1（i）

·将替换后的基带信号q2（i）的同相成分设为I_p1（i），将正交成分设为Q_p2（i），将替换后的基带信号q1（i）的同相成分设为Q_p1（i），将正交成分设为I_p2（i）

·将替换后的基带信号q2（i）的同相成分设为Q_p2（i），将正交成分设为I_p1（i），将替换后的基带信号q1（i）的同相成分设为I_p2（i），将正交成分设为Q_p1（i）

·将替换后的基带信号q2（i）的同相成分设为Q_p2（i），将正交成分设为I_p1（i），将替换后的基带信号q1（i）的同相成分设为Q_p1（i），将正交成分设为I_p2（i）

另外，在上面，虽然说明了加权合成后的信号309A及加权合成后的信号316B的同相成分和正交成分的替换，但是并不限于此，也可以进行比2个信号多的信号同相成分和正交成分的替换。

另外，在上述的例子中，虽然说明了同一时刻（同一频率（（子）载波））的基带信号的替换，但是也可以不是同一时刻（同一频率（（子）载波））的基带信号的替换。作为例子，可以如下来记述。

·将替换后的基带信号q1（i）的同相成分设为I_p1（i+v），将正交成分设为Q_p2（i+w），将替换后的基带信号q2（i）的同相成分设为I_p2（i+w），将正交成分设为Q_p1（i+v）

·将替换后的基带信号q1（i）的同相成分设为I_p1（i+v），将正交成分设为I_p2（i+w），将替换后的基带信号q2（i）的同相成分设为Q_p1（i+v），将正交成分设为Q_p2（i+w）

·将替换后的基带信号q1（i）的同相成分设为I_p2（i+w），将正交成分设为I_p1（i+v），将替换后的基带信号q2（i）的同相成分设为Q_p1（i+v），将正交成分设为Q_p2（i+w）

·将替换后的基带信号q1（i）的同相成分设为I_p1（i+v），将正交成分设为I_p2（i+w），将替换后的基带信号q2（i）的同相成分设为Q_p2（i+w），将正交成分设为Q_p1（i+v）

·将替换后的基带信号q1（i）的同相成分设为I_p2（i+w），将正交成分设为I_p1（i+v），将替换后的基带信号q2（i）的同相成分设为Q_p2（i+w），将正交成分设为Q_p1（i+v）

·将替换后的基带信号q1（i）的同相成分设为I_p1（i+v），将正交成分设为Q_p2（i+w），将替换后的基带信号q2（i）的同相成分设为Q_p1（i+v），将正交成分设为I_p2（i+w）

·将替换后的基带信号q1（i）的同相成分设为Q_p2（i+w），将正交成分设为I_p1（i+v），将替换后的基带信号q2（i）的同相成分设为I_p2（i+w），将正交成分设为Q_p1（i+v）

·将替换后的基带信号q1（i）的同相成分设为Q_p2（i+w），将正交成分设为I_p1（i+v），将替换后的基带信号q2（i）的同相成分设为Q_p1（i+v），将正交成分设为I_p2（i+w）

·将替换后的基带信号q2（i）的同相成分设为I_p1（i+v），将正交成分设为I_p2（i+w），将替换后的基带信号q1（i）的同相成分设为Q_p1（i+v），将正交成分设为Q_p2（i+w）

·将替换后的基带信号q2（i）的同相成分设为I_p2（i+w），将正交成分设为I_p1（i+v），将替换后的基带信号q1（i）的同相成分设为Q_p1（i+v），将正交成分设为Q_p2（i+w）

·将替换后的基带信号q2（i）的同相成分设为I_p1（i+v），将正交成分设为I_p2（i+w），将替换后的基带信号q1（i）的同相成分设为Q_p2（i+w），将正交成分设为Q_p1（i+v）

·将替换后的基带信号q2（i）的同相成分设为I_p2（i+w），将正交成分设为I_p1（i+v），将替换后的基带信号q1（i）的同相成分设为Q_p2（i+w），将正交成分设为Q_p1（i+v）

·将替换后的基带信号q2（i）的同相成分设为I_p1（i+v），将正交成分设为Q_p2（i+w），将替换后的基带信号q1（i）的同相成分设为I_p2（i+w），将正交成分设为Q_p1（i+v）

·将替换后的基带信号q2（i）的同相成分设为I_p1（i+v），将正交成分设为Q_p2（i+w），将替换后的基带信号q1（i）的同相成分设为Q_p1（i+v），将正交成分设为I_p2（i+w）

·将替换后的基带信号q2（i）的同相成分设为Q_p2（i+w），将正交成分设为I_p1（i+v），将替换后的基带信号q1（i）的同相成分设为I_p2（i+w），将正交成分设为Q_p1（i+v）

·将替换后的基带信号q2（i）的同相成分设为Q_p2（i+w），将正交成分设为I_p1（i+v），将替换后的基带信号q1（i）的同相成分设为Q_p1（i+v），将正交成分设为I_p2（i+w）

将加权合成后的信号309A（p1（i））的同相I成分表达为I_p1（i）、将正交Q成分表达为Q_p1（i），并且将加权合成后的信号316B（p2（i））的同相I成分表达为I_p2（i）、将正交Q成分表达为Q_p2（i）。而且，将替换后基带信号6701A（q1（i））的同相I成分表达为I_q1（i）、将正交Q成分表达为Q_q1（i），并且将替换后基带信号6701B（q2（i））的同相I成分表达为I_q2（i）、将正交Q成分表达为Q_q2（i）。

图68是用于说明上面的记述的图，如前所述，将加权合成后的信号309A（p1（i））的同相I成分表达为I_p1（i）、将正交Q成分表达为Q_p1（i），并且将加权合成后的信号316B（p2（i））的同相I成分表达为I_p2（i）、将正交Q成分表达为Q_p2（i）。而且，将替换后基带信号6701A（q1（i））的同相I成分表达为I_q1（i）、将正交Q成分表达为Q_q1（i），并且将替换后基带信号6701B（q2（i））的同相I成分表达为I_q2（i）、将正交Q成分表达为Q_q2（i）。

于是，替换后基带信号6701A（q1（i））的同相I成分I_q1（i）、正交Q成分Q_q1（i）以及替换后基带信号6701B（q2（i））的同相I成分I_q2（i）、正交Q成分Q_q2（i）用上面所说明的某一个来表达。

而且，如同分别从发送天线312A和发送天线312B在同一时刻使用同一频率发送与替换后基带信号6701A（q1（i））对应的调制信号和与替换后基带信号6701B（q2（i））对应的调制信号那样，从不同的天线在同一时刻使用同一频率发送与替换后基带信号6701A（q1（i））对应的调制信号和与替换后基带信号6701B（q2（i））对应的调制信号。

相位变更部317B以替换后基带信号6701B及与信号处理方法有关的信息315为输入，规则地变更该信号替换后基带信号6701B的相位，并进行输出。所谓的规则地变更指的是，在预定的周期（例如每n个码元（n为1以上的整数）或者每预定的时间）内，按照预定的相位变更模式来变更相位。有关相位变更模式的细节，如同在实施方式4中所说明的那样。

无线部310B以相位变更后的信号309B为输入，实施正交调制、频带限制、频率替换及放大等的处理，输出发送信号311B，发送信号311B被从天线312B作为电波输出。

还有，虽然图67如图3那样，说明了存在多个编码器的情况，但是对于图67，如图4那样具备编码器和分配部，使分配部输出的信号分别成为交错器的输入信号，并且此后遵循图67的结构的情况，也可以使之和上面同样地进行动作。

图5表示本实施方式中发送装置的时间轴上的帧结构的一例。码元500_1是用于向接收装置通知发送方法的码元，例如，传输为了传输数据码元所使用的纠错方式、该编码率的信息以及为了传输数据码元所使用的调制方式的信息等。

码元501_1是用于推定发送装置发送的调制信号z1（t）{其中，t为时间}的信道变动的码元。码元502_1是按（时间轴上的）码元编号u发送调制信号z1（t）的数据码元，码元503_1是按码元编号u+1发送调制信号z1（t）的数据码元。

码元501_2是用于推定发送装置发送的调制信号z2（t）{但是，t为时间}的信道变动的码元。码元502_2是按码元编号u发送调制信号z2（t）的数据码元，码元503_2是按码元编号u+1发送调制信号z2（t）的数据码元。

此时，在z1（t）的码元和z2（t）的码元中，同一时刻（同一时间）的码元使用同一（共同）频率，从发送天线进行发送。

说明发送装置发送的调制信号z1（t）和调制信号z2（t）及接收装置中的接收信号r1（t）、r2（t）的关系。

在图5中，504#1、504#2表示发送装置中的发送天线，505#1、505#2表示接收装置中的接收天线，发送装置从发送天线504#1发送调制信号z1（t），从发送天线504#2发送调制信号z2（t）。此时，调制信号z1（t）及调制信号z2（t）占用着同一（共同的）频率（频带）。假设发送装置的各发送天线和接收装置的各天线的信道变动分别为h11（t）、h12（t）、h21（t）、h22（t），接收装置的接收天线505#1接收到的接收信号为r1（t），接收装置的接收天线505#2接收到的接收信号为r2（t），则下面的关系式成立。

[数式66]

$\left(\begin{array}{c}r1\left(t\right)\\ r2\left(t\right)\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}h11\left(t\right)& h12\left(t\right)\\ h21\left(t\right)& h22\left(t\right)\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}z1\left(t\right)\\ z2\left(t\right)\end{array}\right)$ …式(66)

图69是与本实施方式中的加权方法（预编码（Precoding）方法）、基带信号的替换及相位变更方法相关的附图，加权合成部600是将图67的加权合成部308A和308B的双方整合后的加权合成部。如图69所示，流s1（t）及流s2（t）对应于图3的基带信号307A及307B，也就是说，成为依据QPSK、16QAM、64QAM等调制方式的映射的基带信号的同相I成分、正交Q成分。而且，如图69的帧结构那样，流s1（t）将码元编号u的信号表达为s1（u），将码元编号u+1的信号表达为s1（u+1），…。同样，流s2（t）将码元编号u的信号表达为s2（u），将码元编号u+1的信号表达为s2（u+1），…。而且，加权合成部600以图67中的基带信号307A（s1（t））及307B（s2（t））及与信号处理方法有关的信息315为输入，实施依据与信号处理方法有关的信息315的加权，输出图67的加权合成后的信号309A（p1（t））、316B（p2（t））。

此时，p1（t）假设固定的预编码矩阵F中第1行的矢量为W1＝（w11，w12），则可以用下面的公式（67）来表达。

[数式67]

p1(t)－W1s1(t)…式(67)

另一方面，p2（t）假设预编码矩阵F中第2行的矢量为W2＝（w21，w22），则可以用下面的公式（68）来表达。

[数式68]

p2(t)＝W2s2(t)…式(68)

从而，预编码矩阵F可以用下面的公式来表达。

[数式69]

$F=\left(\begin{array}{cc}w11& w12\\ w21& w22\end{array}\right)$ …式(69)

实施基带信号的替换后的、替换后基带信号6701A（q1（i））的同相I成分I_q1（i）、正交Q成分Q_q1（i）以及替换后基带信号6701B（q2（i））的同相I成分I_q2（i）、正交Q成分Q_q2（i）和p1（t）及p2（t）的关系如同上面所说明的那样。而且，假设由相位变更部得到的相位变更式为y（t），则相位变更后的基带信号309B（q2'（i））可以用下面的公式（70）来表达。

[数式70]

q₂′(t)＝y(t)q₂(t)…式(70)

这里，y（t）是用于按照预定的方式来变更相位的公式，例如，假设周期为4，则时刻u的相位变更式例如可以用公式（71）来表达。

[数式71]

y(u)＝e^j0…式(71)

同样，时刻u+1的相位变更式例如可以用公式（72）来表达。

[数式72]

$y(u+1)=e^{j\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}}$ …式(72)

也就是说，时刻u+k的相位变更式可以用公式（73）来表达。

[数式73]

$y(u+k)=e^{j\frac{\mathrm{k\&pi;}}{2}}$ …式(73)

还有，公式（71）～（73）所示的规则的相位变更例只不过是一例。

规则的相位变更的周期并不限于4。如果该周期的个数增多，则存在可以只按其程度，促进接收装置的接收性能（更为正确的是纠错性能）提高的可能性（并不是说周期越大越好，但是最好避开2那样较小的值。）。

另外，在上述公式（71）～（73）所示的相位变更例中，表示使其依次旋转规定的相位（在上述公式中，为分别π/2）的结构，但也可以不使其旋转相同的相位量，而随机地变更相位。例如，y（t）也可以按照预定的周期，按公式（74）或公式（75）所示的那种顺序变更相乘的相位。在相位的规则变更中重要的是，规则地变更调制信号的相位，对于要变更的相位的程度来说，虽然优选为尽量均等，例如，针对-π弧度到π弧度，成为均匀分布，但是也可以是随机的。

[数式74]

$e^{j0}\&RightArrow;e^{j\frac{\mathrm{\&pi;}}{5}}\&RightArrow;e^{j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{5}}\&RightArrow;e^{j\frac{3\mathrm{\&pi;}}{5}}\&RightArrow;e^{j\frac{4\mathrm{\&pi;}}{5}}$

$\&RightArrow;e^{\mathrm{j\&pi;}}\&RightArrow;e^{j\frac{6\mathrm{\&pi;}}{5}}\&RightArrow;e^{j\frac{7\mathrm{\&pi;}}{5}}\&RightArrow;e^{j\frac{8\mathrm{\&pi;}}{5}}\&RightArrow;e^{j\frac{9\mathrm{\&pi;}}{5}}$ …式(74)

[数式75]

$e^{j\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}}\&RightArrow;e^{\mathrm{j\&pi;}}\&RightArrow;e^{j\frac{3\mathrm{\&pi;}}{2}}\&RightArrow;e^{j2\mathrm{\&pi;}}\&RightArrow;e^{j\frac{\mathrm{\&pi;}}{4}}$

$\&RightArrow;e^{j\frac{3}{4}\mathrm{\&pi;}}\&RightArrow;e^{j\frac{5\mathrm{\&pi;}}{4}}\&RightArrow;e^{j\frac{7\mathrm{\&pi;}}{4}}$ …式(75)

这样，图6的加权合成部600就使用预定的固定的预编码权重来执行预编码，基带信号替换部实施上述基带信号的替换，相位变更部一边规则地改变其变更程度，一边变更所输入的信号的相位。

在LOS环境下，若使用了特殊的预编码矩阵，则可能较大地改善接收品质，但是根据直接波的状况，该特殊的预编码矩阵因接收时直接波的相位、振幅成分而不同。但是，在LOS环境下，存在某种规则，如果按照该规则来规则地变更发送信号的相位，则数据的接收品质得到较大改善。本发明提出了改善LOS环境的信号处理方法。

图7表示出本实施方式中的接收装置700的结构的一例。无线部703_X以由天线701_X接收到的接收信号702_X为输入，实施频率替换、正交解调等的处理，输出基带信号704_X。

由发送装置发送的调制信号z1中的信道变动推定部705_1以基带信号704_X为输入，提取图5中的信道推定用的参考码元501_1，推定与公式（66）的h11对应的值，输出信道推定信号706_1。

由发送装置发送的调制信号z2中的信道变动推定部705_2以基带信号704_X为输入，提取图5中的信道推定用的参考码元501_2，推定与公式（66）的h12对应的值，输出信道推定信号706_2。

无线部703_Y以由天线701_Y接收到的接收信号702_Y为输入，实施频率替换、正交解调等的处理，输出基带信号704_Y。

由发送装置所发送的调制信号z1中的信道变动推定部707_1以基带信号704_Y为输入，提取图5中的信道推定用的参考码元501_1，推定与公式（66）的h21对应的值，输出信道推定信号708_1。

由发送装置发送的调制信号z2中的信道变动推定部707_2以基带信号704_Y为输入，提取图5中的信道推定用的参考码元501_2，推定与公式（66）的h22对应的值，输出信道推定信号708_2。

控制信息解码部709以基带信号704_X及704_Y为输入，检测图5的用于通知发送方法的码元500_1，输出与发送装置所通知的发送方法的信息有关的信号710。

信号处理部711以基带信号704_X、704_Y、信道推定信号706_1、706_2、708_1、708_2及与发送装置所通知的发送方法的信息有关的信号710为输入，进行检波、解码，输出接收数据712_1及712_2。

下面，详细说明图7的信号处理部711的动作。图8表示本实施方式中的信号处理部711的结构的一例。图8主要包括INNER MIMO检波部、软入软出解码器及系数生成部。有关该结构内反复解码的方法，虽然在非专利文献2、非专利文献3中阐述了细节，但是非专利文献2、非专利文献3所述的MIMO传输方式是空间复用MIMO传输方式，而本实施方式中的传输方式和非专利文献2、非专利文献3的不同之处为，是一种随同时间规则地变更信号的相位，且使用预编码矩阵，另外还实施基带信号替换的MIMO传输方式。可以从公式（66）中的（信道）矩阵H（t）、图69中的预编码权重矩阵F（这里预编码矩阵是不在1个接收信号中变更的固定的矩阵）、由图69的相位变更部得到的相位变更式的矩阵设为Y（t）（这里Y（t）根据t而变化）以及基带信号的替换，导出接收矢量R（t）＝（r1（t），r2（t））^T和流矢量S（t）＝（s1（t），s2（t））^T的关系，对接收矢量R（t）应用非专利文献2、非专利文献3的解码方法，并能够实施MIMO检波。

从而，图8的系数生成部819以与发送装置所通知的发送方法的信息（用来确定所使用的固定的预编码矩阵及变更了相位时的相位变更模式的信息）有关的信号818（对应于图7的710）为输入，输出与信号处理方法的信息有关的信号820。

INNER MIMO检波部803以与信号处理方法的信息有关的信号820为输入，利用该信号，进行反复检波·解码，对其动作进行说明。

在图8所示的结构的信号处理部中，由于进行反复解码（反复检波），需要执行图10所示的那种处理方法。首先，实施调制信号（流）s1的1码字（或者1帧）及调制信号（流）s2的1码字（或者1帧）的解码。其结果为，从软入软出解码器，获得调制信号（流）s1的1码字（或者1帧）及调制信号（流）s2的1码字（或者1帧）的各比特的对数似然比（LLR：Log-Likelihood Ratio）。然后，使用该LLR再次进行检波·解码。执行多次该操作（将该操作称为反复解码（反复检波）。）。在下面，将以1帧中的特定时间的码元的对数似然比（LLR）的制作方法为中心进行说明。

在图8中，存储部815以基带信号801X（对应于图7的基带信号704_X。）、信道推定信号群802X（对应于图7的信道推定信号706_1、706_2。）、基带信号801Y（对应于图7的基带信号704_Y。）及信道推定信号群802Y（对应于图7的信道推定信号708_1、708_2。）为输入，为了实现反复解码（反复检波），而存储计算出的矩阵来作为变形信道信号群。然后，存储部815在需要时输出上述信号，来作为基带信号816X、变形信道推定信号群817X、基带信号816Y及变形信道推定信号群817Y。

对于其后的动作，将分开说明初始检波的情形和反复解码（反复检波）的情形。

＜初始检波的情况＞

INNER MIMO检波部803以基带信号801X、信道推定信号群802X、基带信号801Y及信道推定信号群802Y为输入。在此，将调制信号（流）s1、调制信号（流）s2的调制方式作为16QAM来说明。

INNER MIMO检波部803首先根据信道推定信号群802X及信道推定信号群802Y求取与基带信号801X对应的候选信号点。图11表示这时的状况。在图11中，●（黑点）是IQ平面上的候选信号点，由于调制方式为16QAM，所以候选信号点存在256个。（但是，在图11中，因为示出示意图，所以未示出256个候选信号点的全部。）这里，假设由调制信号s1传输的4比特为b0、b1、b2、b3，由调制信号s2传输的4比特为b4、b5、b6、b7，则在图11中，存在与（b0，b1，b2，b3，b4，b5，b6，b7）对应的候选信号点。然后，求取接收信号点1101（对应于基带信号801X。）和候选信号点各自之间的平方欧氏距离。然后，用噪声的方差σ²除以各个平方欧氏距离。因此，求得用噪声的方差除以与（b0，b1，b2，b3，b4，b5，b6，b7）对应的候选信号点和接收信号点平方欧氏距离后的值，即E_X（b0，b1，b2，b3，b4，b5，b6，b7）。还有，各基带信号、调制信号s1、s2是复信号。

同样，根据信道推定信号群802X及信道推定信号群802Y，求取与基带信号801Y对应的候选信号点，求取和接收信号点（对应于基带信号801Y。）之间的平方欧氏距离，用噪声的方差σ²除以平方欧氏距离。从而，求得用噪声的方差除以与（b0，b1，b2，b3，b4，b5，b6，b7）对应的候选信号点和接收信号点平方欧氏距离后的值，即E_Y（b0，b1，b2，b3，b4，b5，b6，b7）。

然后，求取E_X（b0，b1，b2，b3，b4，b5，b6，b7）+E_Y（b0，b1，b2，b3，b4，b5，b6，b7）＝E（b0，b1，b2，b3，b4，b5，b6，b7）。

INNER MIMO检波部803输出E（b0，b1，b2，b3，b4，b5，b6，b7），来作为信号804。

对数似然计算部805A以信号804为输入，计算比特b0、b1、b2及b3的对数似然（log likelihood），输出对数似然信号806A。但是，在对数似然的计算中，要计算“1”时的对数似然及“0”时的对数似然。其计算方法如公式（28）、公式（29）及公式（30）所示，关于细节，在非专利文献2、非专利文献3中示出。

同样，对数似然计算部805B以信号804为输入，计算比特b4、b5、b6及b7的对数似然，输出对数似然信号806B。

解交错器（807A）以对数似然信号806A为输入，实施与交错器（图67的交错器（304A））对应的解交错，输出解交错后的对数似然信号808A。

同样，解交错器（807B）以对数似然信号806B为输入，实施与交错器（图67的交错器（304B））对应的解交错，输出解交错后的对数似然信号808B。

对数似然比计算部809A以解交错后的对数似然信号808A为输入，计算由图67的编码器302A编码后的比特的对数似然比（LLR：Log-LikelihoodRatio），输出对数似然比信号810A。

同样，对数似然比计算部809B以解交错后的对数似然信号808B为输入，计算由图67的编码器302B编码后的比特的对数似然比（LLR：Log-Likelihood Ratio），输出对数似然比信号810B。

软入软出解码器811A以对数似然比信号810A为输入，进行解码，输出解码后的对数似然比812A。

同样，软入软出解码器811B以对数似然比信号810B为输入，进行解码，输出解码后的对数似然比812B。

＜反复解码（反复检波）的情况、反复次数k＞

交错器（813A）以在第k-1次的软入软出解码中得到的解码后的对数似然比812A为输入，进行交错，输出交错后的对数似然比814A。此时，交错器（813A）的交错模式和图67的交错器（304A）的交错模式相同。

交错器（813B）以在第k-1次的软入软出解码中得到的解码后的对数似然比812B为输入，进行交错，输出交错后的对数似然比814B。此时，交错器（813B）的交错模式和图67的交错器（304B）的交错模式相同。

INNER MIMO检波部803以基带信号816X、变形信道推定信号群817X、基带信号816Y、变形信道推定信号群817Y、交错后的对数似然比814A及交错后的对数似然比814B为输入。这里，不使用基带信号801X、信道推定信号群802X、基带信号801Y及信道推定信号群802Y，而是使用基带信号816X、变形信道推定信号群817X、基带信号816Y及变形信道推定信号群817Y的原因为，由于反复解码，所以产生了延迟时间。

INNER MIMO检波部803的反复解码时的动作和初始检波时的动作的不同之处为，在信号处理时使用交错后的对数似然比814A及交错后的对数似然比814B。INNER MIMO检波部803，首先和初始检波时同样地，求取E（b0，b1，b2，b3，b4，b5，b6，b7）。此外，还根据交错后的对数似然比814A及交错后的对数似然比914B，求取与公式（11）、公式（32）对应的系数。然后，使用该求出的系数，来修正E（b0，b1，b2，b3，b4，b5，b6，b7）的值，将其值设为E'（b0，b1，b2，b3，b4，b5，b6，b7），并作为信号804进行输出。

对数似然计算部805A以信号804为输入，计算比特b0、b1、b2及b3的对数似然（log likelihood），输出对数似然信号806A。但是，在对数似然的计算中，计算“1”时的对数似然及“0”时的对数似然。其计算方法如公式（31）、公式（数32）、公式（33）、公式（34）及公式（35）所示，表示在非专利文献2、非专利文献3中。

同样，对数似然计算部805B以信号804为输入，计算比特b4、b5、b6及b7的对数似然，输出对数似然信号806B。解交错器以后的动作和初始检波相同。

还有，在图8中，示出进行反复检波时的信号处理部的结构，但是反复检波在获得良好的接收品质方面不是必须的结构，也可以是没有仅反复检波所需的结构部分、交错器813A、813B的结构。此时，INNER MIMO检波部803不进行反复的检波。

还有，如非专利文献5等所示，也可以使用QR分解来进行初始检波、反复检波。另外，如非专利文献11所示，也可以执行MMSE（Minimum MeanSquare Error）、ZF（Zero Forcing）的线性运算，进行初始检波。

图9是和图8不同的信号处理部的结构，与图67对比，是由适用于图4的编码器、分配部的发送装置所发送的调制信号所用的信号处理部。和图8的不同之处是软入软出解码器的个数，软入软出解码器901以对数似然比信号810A、810B为输入，进行解码，输出解码后的对数似然比902。分配部903以解码后的对数似然比902为输入，进行分配。对于此外的部分，则成为和图8相同的动作。

如上，如本实施方式那样，在MIMO传输系统的发送装置从多根天线发送多个调制信号时，乘以预编码矩阵，并且随着时间变更相位，规则地执行该相位的变更，所以可以在直接波为主导的LOS环境下，获得与采用以往的空间复用MIMO传输时相比，提高了接收装置中数据的接收品质的效果。

在本实施方式中，特别是针对接收装置的结构，限定了天线数来说明其动作，但是即便天线数增加，也能够同样地实施。也就是说，接收装置中的天线数并不给本实施方式的动作、效果带来影响。

另外，在本实施方式中，作为编码，并不特别限于LDPC码，另外，关于解码方法，作为软入软出解码器也不限于和乘积解码的例子，还有其他的软入软出解码方法，例如，BCJR算法、SOVA算法、Max-log-MAP算法等。有关细节，表示在非专利文献6中。

另外，在上面，以单载波方式为例进行了说明，但是并不限于此，在进行多载波传输的情况下，也能够同样地实施。从而，针对例如采用扩频通信方式、OFDM方式、SC-FDMA、SC-OFDM方式、非专利文献7等中所示的子波OFDM方式等的情况，也能够同样地实施。另外，在本实施方式中，数据码元以外的码元，例如导频码元（导言、独特字等）、控制信息的传输用码元等能够以任意方式配置到帧中。

下面，作为多载波方式的一例，说明采用OFDM方式时的例子。

图70表示采用OFDM方式时的发送装置的结构。在图70中，对于和图3、图12及图67同样地进行动作的部分，附上相同的符号。

OFDM方式相关处理部1201A以加权后的信号309A为输入，实施OFDM方式相关的处理，输出发送信号1202A。同样，OFDM方式相关处理部1201B以相位变更后的信号309B为输入，输出发送信号1202B。

图13表示图70的OFDM方式相关处理部1201A、1201B以后的结构的一例，与图70的1201A～312A相关的部分是1301A～1310A，与1201B～312B相关的部分是1301B～1310B。

串并行替换部1302A执行替换后的基带信号1301A（对应于图70的替换后的基带信号6701A）串并行替换，输出并行信号1303A。

排序部1304A以并行信号1303A为输入，进行排序，输出排序后的信号1305A。还有，有关排序，将在后面详细说明。

逆快速傅立叶替换部1306A以排序后的信号1305A为输入，实施逆快速傅立叶替换，输出逆傅立叶替换后的信号1307A。

无线部1308A以逆傅立叶替换后的信号1307A为输入，实施频率替换及放大等的处理，输出调制信号1309A，调制信号1309A被从天线1310A作为电波输出。

串并行替换部1302B对变更相位后的信号1301B（对应于图12的相位变更后的信号309B），进行串并行替换，输出并行信号1303B。

排序部1304B以并行信号1303B为输入，进行排序，输出排序后的信号1305B。还有，有关排序，将在后面详细说明。

逆快速傅立叶替换部1306B以排序后的信号1305B为输入，实施逆快速傅立叶替换，输出逆傅立叶替换后的信号1307B。

无线部1308B以逆傅立叶替换后的信号1307B为输入，实施频率替换及放大等的处理，输出调制信号1309B，调制信号1309B被从天线1310B作为电波输出。

在图67的发送装置中，因为不是采用多载波的传输方式，所以如图69那样，以成为4周期的方式变更相位，按时间轴方向配置相位变更后的码元。在图70所示的采用OFDM方式的多载波传输方式的情况下，当然可以想到如图67那样进行预编码、基带信号的替换，按时间轴方向配置变更相位后的码元，并在每个（子）载波中进行上述处理的方式，但是在多载波传输方式的情况下，考虑使用频率轴方向或者频率轴·时间轴双方进行配置的方法。在下面，对于这一点进行说明。

图14表示，横轴频率、纵轴时间上的图13的排序部1301A、1301B内码元的排序方法一例，频率轴由（子）载波0～（子）载波9构成，调制信号z1和z2在同一时刻（时间）使用同一频带，图14（A）表示调制信号z1的码元的排序方法，图14（B）表示调制信号z2的码元的排序方法。串并行替换部1302A对于作为输入的替换后的基带信号1301A的码元，按顺序编号为#0、#1、#2、#3、…。在此，由于考虑到周期4的情形，因而#0、#1、#2、#3为一周期量。若同样地靠，则#4n、#4N+1、#4n+2、#4n+3（n为0以上的整数）为一周期量。

此时，如图14（a）那样，规则地配置为，从载波0开始按顺序配置码元#0、#1、#2、#3、…，在时刻$1配置码元#0到#9，随后，在时刻$2配置码元#10到#19。还有，调制信号z1和z2是复信号。

同样，串并行替换部1302B对作为输入的变更相位后的信号1301B的码元，按顺序编号为#0、#1、#2、#3、…。在此，由于考虑到周期4的情形，因而#0、#1、#2、#3分别执行不同的相位变更，#0、#1、#2、#3为一周期量。若同样地考虑，则#4n、#4N+1、#4n+2、#4n+3（n为0以上的整数）分别执行不同的相位变更，#4n、#4N+1、#4n+2、#4n+3为一周期量。

此时，如图14（b）那样，规则地配置为，从载波0开始按顺序配置码元#0、#1、#2、#3、…，在时刻$1配置码元#0到#9，随后，在时刻$2配置码元#10到#19。

而且，图14（B）所示的码元群1402是使用图69所示的相位变更方法时的1周期量的码元，码元#0是使用图69时刻u的相位时的码元，码元#1是使用图69时刻u+1的相位时的码元，码元#2是使用图69时刻u+2的相位时的码元，码元#3是使用图69时刻u+3的相位时的码元。因此，在码元#x中，在x mod4（用4除以x时的余数，因此，mod：modulo）为0时，码元#x是使用图69时刻u的相位时的码元，在x mod4为1时，码元#x是使用图69时刻u+1的相位时的码元，在x mod4为2时，码元#x是使用图69时刻u+2的相位时的码元，在x mod4为3时，码元#x是使用图69时刻u+3的相位时的码元。

还有，在本实施方式中，图14（A）所示的调制信号z1未变更相位。

这样，在采用OFDM方式等的多载波传输方式的情况下，和单载波传输的时候不同，具有可以按频率轴方向排列码元的特征。而且，有关码元的排列方法，并不限于图14的那种排列方法。对于其他的例子，使用图15、图16进行说明。

图15表示出和图14不同的横轴频率、纵轴时间上的图13的排序部1301A、1301B内码元的排序方法的一例，图15（A）表示调制信号z1的码元的排序方法，图15（B）表示调制信号z2的码元的排序方法。图15（A）（B）和图14的不同之处为，调制信号z1的码元的排序方法和调制信号z2的码元的排序方法不同，在图15（B）中，将码元#0到#5配置于载波4到载波9中，将码元#6到#9配置于载波0到3中，随后，以同样的规则，将码元#10到#19配置于各载波中。此时，和图14（B）相同，图15（B）所示的码元群1502是使用图6所示的相位变更方法时的1周期量的码元。

图16表示和图14不同的横轴频率、纵轴时间上的图13的排序部1301A、1301B内码元的排序方法一例，图16（A）表示调制信号z1的码元的排序方法，图16（B）表示调制信号z2的码元的排序方法。图16（A）（B）和图14的不同之处为，在图14中，将码元依次配置到载波中，与之相对，在图16中，未将码元依次配置到载波中。当然，在图16中，和图15相同，也可以使调制信号z1的码元的排序方法和调制信号z2的排序方法不同。

图17表示和图14～16不同的横轴频率、纵轴时间上的图13的排序部1301A、1301B内码元的排序方法一例，图17（A）表示调制信号z1的码元的排序方法，图17（B）表示调制信号z2的码元的排序方法。在图14～16中，将码元按频率轴方向进行排列，而在图17中，利用频率、时间轴的双方来配置码元。

在图69中，说明了按4时隙切换相位的变更时的例子，而在此，以按8时隙转换的情形为例进行说明。图17所示的码元群1702是使用相位变更方法时的1周期量的码元（因此，是8码元），码元#0是使用时刻u的相位时的码元，码元#1是使用时刻u+1的相位时的码元，码元#2是使用时刻u+2的相位时的码元，码元#3是使用时刻u+3的相位时的码元，码元#4是使用时刻u+4的相位时的码元，码元#5是使用时刻u+5的相位时的码元，码元#6是使用时刻u+6的相位时的码元，码元#7是使用时刻u+7的相位时的码元。因此，在码元#x中，在x mod8为0时，码元#x是使用时刻u的相位时的码元，在x mod8为1时，码元#x是使用时刻u+1的相位时的码元，在x mod8为2时，码元#x是使用时刻u+2的相位时的码元，在x mod8为3时，码元#x是使用时刻u+3的相位时的码元，在x mod8为4时，码元#x是使用时刻u+4的相位时的码元，在x mod8为5时，码元#x是使用时刻u+5的相位时的码元，在x mod8为6时，码元#x是使用时刻u+6的相位时的码元，在x mod8为7时，码元#x是使用时刻u+7的相位时的码元。在图17的码元排列方法中，使用按时间轴方向为4时隙、按频率轴方向为2时隙的共计4×2＝8时隙，配置了1周期量的码元，但是此时，假设1周期量的码元的个数为m×n码元（也就是说，相乘的相位存在m×n种。），配置1周期量的码元所使用的频率轴方向的时隙（载波数）为n，按时间轴方向使用的时隙为m，则设为m＞n即可。此时，直接波的相位较为缓和，并且时间轴方向的变动和频率轴方向的变动相比较为缓和。因此，为了减小稳定的直接波的影响而执行本实施方式的规则的相位变更，因而在执行相位变更的周期内希望减小直接波的变动。因此，设为m＞n即可。另外，若考虑到上面的问题，与只按频率轴方向或者只按时间轴方向排序码元相比，如图17那样，利用频率轴和时间轴的双方进行排序，获得直接波变得稳定的可能性较高，并且易于得到本发明的效果这样的效果。但是，若按频率轴方向排列，则频率轴的变动较为剧烈，所以存在能够得到分集增益的可能性，因此利用频率轴和时间轴的双方实行排序的方法未必是最佳的方法。

图18表示和图17不同的横轴频率、纵轴时间上的图13的排序部1301A、1301B内码元的排序方法的一例，图18（A）表示调制信号z1的码元的排序方法，图18（B）表示调制信号z2的码元的排序方法。虽然图18和图17相同，利用频率、时间轴的双方来配置码元，但是和图17的不同之处为，在图17中，使频率方向优先，随后，按时间轴方向配置码元，与之相对，在图18中，使时间轴方向优先，随后按时间轴方向配置码元。在图18中，码元群1802是使用相位变更方法时1周期量的码元。

还有，在图17、图18中，和图15相同，即便配置为调制信号z1的码元配置方法和调制信号z2的码元配置方法不同，也能够同样地实施，另外，可以获得能取得较高的接收品质这样的效果。另外，在图17、图18中，即便像图16那样未依次配置码元，也能够同样地实施，另外，能够获得能取得较高的接收品质这样的效果。

图22表示出和上面不同的横轴频率、纵轴时间上的图13的排序部1301A、130B内码元的排序方法的一例。考虑使用图6的时刻u～u+3那样的4时隙来规则地变更相位的情况。在图22中特征之处为，虽然按频率轴方向顺序排列码元，但是在沿时间轴方向前进时，使循环进行n（在图22的例子中n＝1）码元循环移位。在图22内频率轴方向的码元群2210所示的4码元中，假定执行图6的时刻u～u+3的相位变更。

此时，在#0的码元中执行使用时刻u的相位的相位变更，在#1中执行使用时刻u+1的相位的相位变更，在#2中执行使用时刻u+2的相位的相位变更，在#3中执行使用时刻u+3的相位的相位变更。

对于频率轴方向的码元群2220而言也同样，在#4的码元中执行使用时刻u的相位的相位变更，在#5中执行使用时刻u+1的相位的相位变更，在#6中执行使用时刻u+2的相位的相位变更，在#7中执行使用时刻u+3的相位的相位变更。

虽然在时间$1的码元中，进行了上述那种相位的变更，但是因为在时间轴方向上进行了循环移位，所以对于码元群2201、2202、2203、2204来说，要如下进行相位的变更。

在时间轴方向的码元群2201中，在#0的码元中执行使用时刻u的相位的相位变更，在#9中执行使用时刻u+1的相位的相位变更，在#18中执行使用时刻u+2的相位的相位变更，在#27中执行使用时刻u+3的相位的相位变更。

在时间轴方向的码元群2202中，在#28的码元中执行使用时刻u的相位的相位变更，在#1中执行使用时刻u+1的相位的相位变更，在#10中执行使用时刻u+2的相位的相位变更，在#19中执行使用时刻u+3的相位的相位变更。

在时间轴方向的码元群2203中，在#20的码元中执行使用时刻u的相位的相位变更，在#29中执行使用时刻u+1的相位的相位变更，在#2中执行使用时刻u+2之相位的相位变更，在#11中执行使用时刻u+3的相位的相位变更。

在时间轴方向的码元群2204中，在#12的码元中执行使用时刻u的相位的相位变更，在#21中执行使用时刻u+1的相位的相位变更，在#30中执行使用时刻u+2的相位的相位变更，在#3中执行使用时刻u+3的相位的相位变更。

图22中的特征为，例如在着眼于#11的码元时，同一时刻的频率轴方向的两旁的码元（#10和#12）都利用和#11不同的相位进行相位的变更，并且#11码元的同一载波的时间轴方向的两旁的码元（#2和#20）都利用和#11不同的相位进行相位的变更。而且，这并不限于#11的码元，在频率轴方向及时间轴方向都在两旁存在码元的码元的全部中具有和#11的码元相同的特征。据此，因为有效变更了相位，不易受到对直接波稳定状况的影响，所以数据的接收品质得到改善的可能性增高。

在图22中，设为n＝1进行了说明，但是并不限于此，设为n＝3也可以同样地实施。另外，在图22中，在按频率轴排列码元，时间沿轴向前进时，因具有使码元的配置顺序循环移位的特征，而实现了上述特征，但是还有通过随机（也可以是规则）配置码元来实现上述特征那样的方法。

还有，在本实施方式中，虽然作为实施方式1的变形例，示出在相位变更前插入基带信号替换部的结构，但是也可以将本实施方式和实施方式2组合，在图26、图28中，在执行相位变更之前插入基带信号的替换部并实施。因此，在图26中，相位变更部317A以替换后基带信号6701A（q1（i））为输入，相位变更部317B以替换后基带信号6701B（q2（i））为输入。另外，对于图28的相位变更部317A及相位变更部317B来说也是同样。

下面，公开在从发送装置来看时间分割布于各处的接收装置中，无论接收装置配置在哪里，各接收装置都获得良好的数据接收品质所用的方法。

图31表示在规则地变更相位的发送方式中，采用OFDM方式的多载波方式时时间-频率轴上信号的一部分码元的帧结构的一例。

图31表示与作为图67所示的相位变更部317B的输入的替换后的基带信号对应的调制信号z2'的帧结构，1个方形表示码元（但是，因为已经实施预编码，所以通常含有s1和s2双方的信号，而根据预编码矩阵的结构，也有时只是s1和s2的一个信号。）。

这里，着眼于图31的载波2、时刻$2的码元3100。还有，虽然在此记述为载波，但是也有时称呼为子载波。

在载波2中，与时刻$2在时间上最邻接的码元，也就是载波2的时刻$1的码元3103和时刻$3的码元3101各自的信道状态和载波2、时刻$2的码元610a的信道状态，相关性非常高。

同样，在时刻$2内，在频率轴方向与载波2最邻接的频率的码元，也就是载波1、时刻$2的码元3104与时刻$2、载波3的码元3104的信道状态全都和载波2、时刻$2的码元3100的信道状态，相关性非常高。

如上所述，码元3101、3102、3103、3104各自的信道状态和码元3100的信道状态之间的相关性非常高。

在本说明书中，在规则地变更相位的发送方法中，作为相乘的相位，准备了N种相位（但是，N为2以上的整数）。在图31所示的码元中，例如附上了“e^j0”这样的记述，这意味着，对该码元内的6中的信号z2'，乘以“e^j0”而变更了相位。也就是说，记述在图31的各码元中的值为公式（70）中y（t）的值。

在本实施方式中，公开利用在该频率轴方向上相互邻接的码元及/或在时间轴方向上相互邻接的码元的信道状态的相关性较高的状况，在接收装置侧获得较高的数据接收品质的变更相位后的码元之码元配置。

作为在该接收侧获得较高的数据接收品质的条件，考虑条件#D1-1、条件#D1-2。

＜条件#D1-1＞

如图69那样，在对替换后的基带信号q2规则地变更相位的发送方法中，在采用OFDM那样的多载波传输方式的情况下，时间X·载波Y是数据传输用的码元（以下称呼为数据码元），在时间轴方向上邻接的码元、即时间X-1·载波Y及时间X+1·载波Y都是数据码元，在与这3个数据码元对应的替换后的基带信号q2、即时间X·载波Y、时间X-1·载波Y及时间X+1·载波Y上的各个替换后的基带信号q2中，都执行不同的相位变更。

＜条件#D1-2＞

如图69那样，在对替换后的基带信号q2规则地变更相位的发送方法中，在采用OFDM那样的多载波传输方式的情况下，时间X·载波Y是数据传输用的码元（以下称呼为数据码元），在频率轴方向上邻接的码元、即时间X·载波Y-1及时间X·载波Y+1都是数据码元时，在与这个3个数据码元对应的替换后的基带信号q2、即时间X·载波Y、时间X·载波Y-1及时间X·载波Y+1上的各个替换后的基带信号q2中，都执行不同的相位变更。

而且，存在满足＜条件#D1-1＞的数据码元即可。

同样，存在满足＜条件#D1-2＞的数据码元即可。

导出该＜条件#D1-1＞＜条件#D1-2＞的原因如下。

在发送信号中存在某个码元（此后称呼码元A），与该码元A在时间上邻接的码元各自的信道状态如上所述，和码元A的信道状态之间的相关性较高。

因此，若在按时间上邻接的3码元中使用了不同的相位，则在LOS环境下，即便码元A是很差的接收品质（虽然作为SNR得到了较高的接收品质，但是因为直接波的相位关系是很差的状况，所以是接收品质变坏的状态），对于剩余的与码元A邻接的2码元来说，能够获得良好的接收品质的可能性仍非常高，其结果为，纠错解码后能够获得良好的接收品质。

同样，在发送信号中存在某个码元（此后称呼为码元A），与该码元A在频率上邻接的码元各自的信道状态如上所述，和码元A的信道状态之间的相关性较高。

从而，若在按频率所邻接的3码元中使用了不同的相位，则在LOS环境下，即便码元A是很差的接收品质（虽然作为SNR获得了较高的接收品质，但是因为直接波的相位关系是很差的状况，所以是接收品质变坏的状态），对于剩余的与码元A邻接的2码元来说，能够获得良好的接收品质的可能性仍非常高，其结果为，纠错解码后能够获得良好的接收品质。

另外，若组合＜条件#D1-1＞和＜条件#D1-2＞，则在接收装置中，存在可以使数据的接收品质得到进一步提高的可能性。从而，可以导出下面的条件。

＜条件#D1-3＞

像图69那样，在对替换后的基带信号q2规则地变更相位的发送方法中，在采用OFDM那样的多载波传输方式的情况下，时间X·载波Y是数据传输用的码元（以下称呼为数据码元），在按时间轴方向邻接的码元、即时间X-1·载波Y及时间X+1·载波Y都是数据码元，且按频率轴方向邻接的码元、即时间X·载波Y-1及时间X·载波Y+1都是数据码元时，在与这5个数据码元对应的替换后的基带信号q2、即时间X·载波Y、时间X-1·载波Y、时间X+1·载波Y、时间X·载波Y-1及时间X·载波Y+1上的各个替换后的基带信号q2中，都执行不同的相位变更。

这里，对“不同的相位变更”进行补充。相位变更在0弧度到2π弧度内定义。例如，假设在时间X·载波Y中，对图69替换后的基带信号q2实施的相位变更为e^jθX，Y，在时间X-1·载波Y中，对图69替换后的基带信号q2实施的相位变更为e^jθX-1，Y，在时间X+1·载波Y中，对图69替换后的基带信号q2实施的相位变更为e^jθX+1，Y，则0弧度≦θ_X，Y＜2π、0弧度≦θ_{X-1， Y}＜2π、0弧度≦θ_X+1，Y＜2π。因此，在＜条件#D1-1＞中，θ_X，Y≠θ_X-1，Y且θ_X，Y≠θ_X+1，Y且θ_X+1，Y≠θ_X-1，Y成立。若同样考虑，在＜条件#D1-2＞中，θ_X，Y≠θ_X，Y-1且θ_X，Y≠θ_X，Y+1且θ_X，Y-1≠θ_X-1，Y+1成立，在＜条件#D1-3＞中，θ_X，Y≠θ_X-1，Y且θ_X，Y≠θ_X+1，Y且θ_X，Y≠θ_X，Y-1且θ_X，Y≠θ_X，Y+1且θ_X-1，Y≠θ_{X+1， Y}且θ_X-1，Y≠θ_X，Y-1且θ_X-1，Y≠θ_X，Y+1且θ_X+1，Y≠θ_X，Y-1且θ_X+1，Y≠θ_X，Y+1且θ_{X， Y-1}≠θ_X，Y+1成立。

而且，存在满足＜条件#D1-3＞的数据码元即可。

图31是＜条件#D1-3＞的例子，其排列为，对与相当于码元A的码元3100对应的图69的替换后的基带信号q2相乘的相位、对与该码元3100在时间上邻接的码元3101对应的图69的替换后的基带信号q2、与3103对应的图69的替换后的基带信号q2相乘的相位、以及对与在频率上邻接的码元3102对应的图69的替换后的基带信号q2、与3104对应的图69的替换后的基带信号q2相乘的相位相互不同，因此，尽管在接收侧码元3100的接收品质很差，因为其邻接的码元的接收品质变得非常高，所以也能够确保纠错解码后较高的接收品质。

图32表示根据该条件，变更相位而得到的码元的配置例。

从图32可知，在任一个数据码元中，对其相位在频率轴方向及时间轴方向的双方上相互邻接的码元所变更的相位的程度都是相互不同的相位变更量。通过这样构成，能够使接收装置中的纠错能力得到进一步提高。

也就是说，在图32中，在按时间轴方向邻接的码元中存在数据码元时，＜条件#D1-1＞在全部的X、全部的Y中成立。

同样，在图32中，在按频率方向邻接的码元中存在数据码元时，＜条件#D1-2＞在全部的X、全部的Y中成立。

同样，在按频率方向邻接的码元中存在数据码元，且在按时间轴方向邻接的码元中存在数据码元时，＜条件#D1-3＞在全部的X、全部的Y中成立。

下面，以上面所说明的对2个替换后的基带信号q2进行相位变更时（参见图68）的例子，进行说明。

在对替换后的基带信号q1及替换后的基带信号q2的双方赋予相位变更的情况下，相位变更方法有数种方法。对于这一点，进行详细说明。

作为方法1，替换后的基带信号q2的相位变更如前所述，假定如图32那样执行相位变更。在图32中，替换后的基带信号q2的相位变更设为周期10。但是，如前所述，为了满足＜条件#D1-1＞＜条件#D1-2＞＜条件#D1-3＞，在（子）载波1中，随着时间变更对替换后的基带信号q2实施的相位变更。（虽然在图32中实施了这种变更，但是也可以设为周期10，而实施别的相位变更方法）而且，替换后的基带信号q1的相位变更如图33那样，替换后的基带信号q2的相位变更将周期10的1周期量的进行相位变更的值设为一定。在图33中，在包含（替换后的基带信号q2的相位变更的）1周期量的时刻$1内，替换后的基带信号q1的相位变更的值设为e^j0，在下一个包含（替换后的基带信号q2的相位变更的）1周期量的时刻$2内，替换后的基带信号q1的相位变更的值设为e^jπ/9、…、。

还有，在图33所示的码元中，例如附上了“e^j0”这样的记述，这意味着，对该码元内图26的信号q1乘以“e^j0”而变更了相位。

替换后的基带信号q1的相位变更如图33那样，预编码后的替换后的基带信号q2的相位变更将周期10的1周期量的进行相位变更的值设为一定，进行相位变更的值随着1周期量的编号一起变更。（如上所述，在图33中，在第1的1周期量内，设为e^j，在第2的1周期量内，设为e^jπ/9、…。）

通过如上构成，替换后的基带信号q2的相位变更是周期10，而可以获得如下效果：考虑了替换后的基带信号q1的相位变更和替换后的基带信号q2的相位变更的双方时的周期变得比10大。因此，存在使接收装置的数据接收品质提高的可能性。

作为方法2，替换后的基带信号q2的相位变更如前所述，假定如图32那样执行相位变更。在图32中，替换后的基带信号q2的相位变更设为周期10。但是，如前所述，为了使之满足＜条件#D1-1＞＜条件#D1-2＞＜条件#D1-3＞，在（子）载波1中，已经随同时间变更了对替换后的基带信号q2实施的相位变更。（在图32中，虽然实施了这种变更，但是也可以设为周期10，是别的相位变更方法）而且，替换后的基带信号q1的相位变更象图30那样，替换后的基带信号q2的相位变更执行和周期10不同的周期3内的相位变更。

还有，在图30所示的码元中，例如附上了“e^j0”这样的记述，这意味着，对该码元中替换后的基带信号q1，乘以“e^j0”而变更了相位。

通过如上构成，替换后的基带信号q2的相位变更是周期10，而能够获得如下效果：考虑了替换后的基带信号q1的相位变更和替换后的基带信号q2的相位变更的双方时的周期变为30，能够使考虑了替换后的基带信号q1的相位变更和替换后的基带信号q2的相位变更的双方时的周期变得比10大。因此，存在使接收装置的数据接收品质提高的可能性。作为方法2的一个有效方法，在将替换后的基带信号q1的相位变更的周期设为N，将替换后的基带信号q2的相位变更的周期设为M时，特别是若N和M是互为素数的关系，则存在考虑了替换后的基带信号q1的相位变更和替换后的基带信号q2的相位变更的双方时的周期可以设定为轻易大到N×M的周期这样的优点，并且即便N和M是互为素数的关系，也能够增大周期。

还有，上述的相位变更方法是一例，并不限于此，不管按频率轴方向执行进行变更，还是按时间轴方向进行相位变更，或者按时间-频率的块进行相位变更，都同样具有能够提高接收装置中的数据接收品质的效果。

除上面所说明的帧结构之外，还可以想到在数据码元间插入导频码元（SP（ScatteredPilot））或传输控制信息的码元等。对于此时的相位变更，进行详细说明。

图47表示调制信号（替换后的基带信号q1）z1或者z1'及调制信号（替换后的基带信号q2）z2'的时间-频率轴上的帧结构，图47（a）是调制信号（替换后的基带信号q1）z1或者z1'的时间-频率轴上的帧结构，图47（b）是调制信号（替换后的基带信号q2）z2'的时间-频率轴上的帧结构。在图47中，4701表示导频码元，4702表示数据码元，数据码元4702为替换后的基带信号或者和替换后的基带信号实施过相位变更的码元。

图47如图69所示，表示对替换后的基带信号q2执行相位变更时的码元配置（不对替换后的基带信号q1执行相位变更）。（还有，虽然在图69中表示按时间轴方向进行相位变更的情形，但是在图69中，相当于通过将时间t置换为载波f，来进行按频率方向的相位变更，并且相当于通过将时间t置换为时间t、频率f，也就是说将（t）置换为（t、f），来按时间频率的块进行相位变更。）因此，记述在图47的替换后的基带信号q2的码元中的数值表示相位的变更值。还有，图47的替换后的基带信号q1（z1）的码元由于不进行相位变更，因而未记述数值。

在图47中重要之处为，针对替换后的基带信号q2的相位变更是对数据码元、即实施了预编码及基带信号替换的码元实施的。（这里记述为码元，但是在这里所述的码元中，因为实施了预编码，所以含有s1的码元和s2的码元双方。）从而，不对z2'中所插入的导频码元实施相位变更。

图48表示，调制信号（替换后的基带信号q1）z1或者z1'及调制信号（替换后的基带信号q2）z2'的时间-频率轴上的帧结构，图48（a）是调制信号（替换后的基带信号q1）z1或者z1'的时间-频率轴上的帧结构，图48（b）是调制信号（替换后的基带信号q2）z2'的时间-频率轴上的帧结构。在图48中，4701表示导频码元，4702表示数据码元，数据码元4702为实施了预编码和相位变更的码元。

图48表示，对替换后的基带信号q1及替换后的基带信号q2进行相位变更时的码元配置。因此，记述在图48的替换后的基带信号q1及替换后的基带信号q2的码元中的数值表示相位的变更值。

在图48中重要之处为，对替换后的基带信号q1的相位变更是对数据码元、即实施过预编码及基带信号替换的码元实施的，另外，对替换后的基带信号q2的相位变更是对数据码元、即实施过预编码及基带信号替换的码元实施的。（这里记述为码元，但是在这里所记述的码元中，因为已经实施预编码，所以含有s1的码元和s2的码元双方。）因此，不对z1'中插入的导频码元实施相位变更，另外，不对z2'中插入的导频码元实施相位变更。

图49表示，调制信号（替换后的基带信号q1）z1或者z1'及调制信号（替换后的基带信号q2）z2'的时间-频率轴上的帧结构，图49（a）是调制信号（替换后的基带信号q1）z1或者z1'的时间-频率轴上的帧结构，图49（b）是调制信号（替换后的基带信号q2）z2'的时间-频率轴上的帧结构。在图49中，4701是导频码元，4702是数据码元，4901是零码元，并且基带信号的同相成分I＝0，正交成分Q＝0。此时，数据码元4702为实施过预编码或者预编码和相位变更的码元。图49和图47的不同之处是除数据码元之外的码元的构成方法，并且在调制信号z1'内插入有导频码元的时间和载波上，调制信号z2'变成零码元，相反，在调制信号z2'内插入有导频码元的时间和载波上，调制信号z1'变成零码元。

图49如图69那样，表示对替换后的基带信号q2进行相位变更时的码元配置（不对替换后的基带信号q1进行相位变更）。（还有，虽然在图69中示出按时间轴方向进行相位变更的情形，但是在图6中，相当于通过将时间t置换为载波f，来执行按频率方向的相位变更，并且相当于通过将时间t置换为时间t、频率f，也就是说将（t）置换为（t、f），来按时间频率的块执行相位变更。）因此，记述在图49替换后的基带信号q2的码元中的数值表示相位的变更值。还有，图49替换后的基带信号q1的码元由于不执行相位变更，因而未记述数值。

在图49中重要之处为，对替换后的基带信号q2的相位变更是对数据码元、即实施过预编码及基带信号替换的码元实施的。（这里记述为码元，但是在这里所记述的码元中，因为已经实施预编码，所以含有s1的码元和s2的码元双方。）因此，不对z2'中插入的导频码元实施相位变更。

图50表示出调制信号（替换后的基带信号q1）z1或者z1'及调制信号（替换后的基带信号q2）z2'的时间-频率轴上的帧结构，图50（a）是调制信号（替换后的基带信号q1）z1或者z1'的时间-频率轴上的帧结构，图50（b）是调制信号（替换后的基带信号q2）z2'的时间-频率轴上的帧结构。在图50中，4701是导频码元，4702是数据码元，4901是零码元，并且基带信号的同相成分I＝0，正交成分Q＝0。此时，数据码元4702为实施过预编码或者预编码和相位变更的码元。图50和图48的不同之处是除数据码元之外的码元的构成方法，并且在调制信号z1'内插入有导频码元的时间和载波上，调制信号z2'变成零码元，相反，在调制信号z2'内插入有导频码元的时间和载波上，调制信号z1'变成零码元。

图50表示对替换后的基带信号q1及替换后的基带信号q2进行相位变更时的码元配置。因此，记述在图50的替换后的基带信号q1及替换后的基带信号q2的码元中的数值表示相位的变更值。

在图50中重要之处为，对替换后的基带信号q1的相位变更是对数据码元、即实施过预编码及基带信号替换的码元实施的，另外，对替换后的基带信号q2的相位变更是对数据码元、即实施过预编码及基带信号替换的码元实施的。（这里记述为码元，但是在这里所记述的码元中，因为已经实施预编码，所以含有s1的码元和s2的码元双方。）因此，不对z1'中插入的导频码元实施相位变更，另外，不对z2'中插入的导频码元实施相位变更。

图51表示生成图47、图49的帧结构的调制信号，弊国进行发送的发送装置的结构的一例，对于和图4同样进行动作的部分，附上相同的符号。还有，在图51中，虽然未图示图67或图70中所示的基带信号替换部，但是与图51对比，和图67或图70相同，只要在加权合成部和相位变更部之间插入基带信号替换部即可。

在图51中，加权合成部308A、308B、相位变更部317B及基带信号替换部只在帧结构信号313表示出是数据码元的定时之时才进行动作。

图51的导频码元（兼作零码元生成）生成部5101在帧结构信号313表示是导频码元（且零码元）的情况下，输出导频码元的基带信号5102A及5102B。

虽然在图47到图50的帧结构中未示出，但是在采用不实施预编码（及不实施相位旋转）、例如从1根天线发送调制信号的方式（这种情况下，不从另一根天线传输信号），或者使用空时码（特别是空时块码）的传输方式来发送控制信息码元的情况下，控制信息码元5104以控制信息5103、帧结构信号313为输入，在帧结构信号313表示是控制信息码元时，输出控制信息码元的基带信号5102A、5102B。

图51的无线部310A、310B根据作为输入的多个基带信号之中的帧结构信号313，从多个基带信号选择希望的基带信号。然后，实施OFDM相关的信号处理，分别输出依据帧结构的调制信号311A、311B。

图52表示生成图48、图50的帧结构的调制信号，并进行发送的发送装置的结构的一例，对于和图4、图51同样进行动作的部分，附上相同的符号。对图51所添加的相位变更部317A只有在帧结构信号313表示是数据码元的定时的时候才进行动作。关于其他，则成为和图51相同的动作。还有，在图52中，虽然未图示图67或图70中所示的基带信号替换部，但是与图52对比，和图67或图70相同，只要在加权合成部和相位变更部之间插入基带信号替换部即可。

图53是和图51不同的发送装置的构成方法。还有，在图53中，虽然未图示图67或图70中所示的基带信号替换部，但是与图53对比，和图67或图70相同，只要在加权合成部和相位变更部之间插入基带信号替换部即可。在下面，对于不同之处进行说明。相位变更部317B如图53那样，以多个基带信号为输入。然后，在帧结构信号313表示是数据码元的情况下，相位变更部317B对预编码后的基带信号316B实施相位变更。然后，在帧结构信号313表示是导频码元（或者零码元）或者控制信息码元的情况下，相位变更部317B停止相位变更的动作，按原状输出各码元的基带信号。（作为解释，认为强行实施了与“e^j0”对应的相位旋转即可。）

选择部5301以多个基带信号为输入，选择帧结构信号313所示的码元的基带信号并输出。

图54是和图52不同的发送装置的构成方法。还有，在图54中，虽然未图示图67或图70中所示的基带信号替换部，但是与图54对比，和图67或图70相同，只要在加权合成部和相位变更部之间插入基带信号替换部即可。在下面，对于不同之处进行说明。相位变更部317B如图54那样，以多个基带信号为输入。然后，在帧结构信号313表示是数据码元的情况下，相位变更部317B对预编码后的基带信号316B实施相位变更。然后，在帧结构信号313表示是导频码元（或者零码元）或者控制信息码元的情况下，相位变更部317B停止相位变更的动作，按原状输出各码元的基带信号。（作为解释，认为强行实施了与“e^j0”对应的相位旋转即可。）

同样，相位变更部5201如图54那样，以多个基带信号为输入。然后，在帧结构信号313表示出数据码元的情况下，相位变更部5201对预编码后的基带信号309A实施相位变更。然后，在帧结构信号313表示是导频码元（或者零码元）或者控制信息码元的情况下，相位变更部5201停止相位变更的动作，按原状输出各码元的基带信号。（作为解释，认为强行实施了与“e^j0”对应的相位旋转即可。）

在上面的说明中，虽然以导频码元、控制码元和数据码元为例进行了说明，但是并不限于此，而重要的是，如果是采用和预编码不同的传输方法，例如单天线发送、使用空时块码的传输方式等进行传输的码元，则同样不赋予相位变更，与之相反，在本发明中重要的是，针对实施过预编码及基带信号替换的码元来进行相位变更。

从而，本发明的特征为，并不是在时间-频率轴上帧结构的全部码元内进行相位变更，而仅对实施过预编码及基带信号替换的信号赋予相位变更。

下面，详细说明如非专利文献12～非专利文献15所示，采用QC（QuasiCyclic）LDPC（Low-Density Prity-Check）码（也可以不是QC-LDPC码，而是LDPC码）、LDPC码和BCH码（Bose-Chaudhuri-Hocquenghem code）的连接码、使用了截尾的Turbo码或者Duo-Binary Turbo Code等的块码时的、规则地变更相位的方法。在此，作为一例，以发送s1、s2的2个流的情形为例进行说明。但是，当使用块码进行编码时，不需要控制信息等时，构成编码后的块的比特数和构成块码的比特数（但是，也可以在其中含有下面所述的那种控制信息等。）一致。当使用块码进行编码时，需要控制信息等（例如，CRC（cyclic redundancy check）、传输参数等）时，构成编码后的块的比特数也有时是构成块码的比特数和控制信息等的比特数之和。

图34是表示使用块码时，1个编码后的块所需要的码元数、时隙数的变化的图。图34是例如对图69、图70的发送装置应用图4那样的编码器和分配部，发送s1、s2的2个流，并且发送装置具有1个编码器时的“表示使用块码时，1个编码后的块所需要的码元数、时隙数的变化的图”。（此时，作为传输方式，也可以使用单载波传输、OFDM那样的多载波传输的某一个。）

如图34所示，将块码中的构成1个编码后的块的比特数设为6000比特。为了发送该6000比特，在调制方式为QPSK时需要3000码元，16QAM时需要1500码元，64QAM时需要1000码元。

而且，在上述的发送装置中，因为要同时发送2个流，所以在调制方式为QPSK时，前述的3000码元给s1分配1500码元，给s2分配1500码元，因此为了发送由s1发送的1500码元和由s2发送的1500码元，需要1500时隙（在此命名为“时隙”。）。

若同样地考虑，在调制方式为16QAM时，为了发送构成1个编码后的块的全部比特需要750时隙，在调制方式为64QAM时，为了发送构成1块的全部比特需要500时隙。

下面，说明在规则地变更相位的方法中，上面所定义的时隙和相乘的相位之间的关系。

在此，将为了规则地变更相位的方法所准备的相位变更值（或者相位变更集合）的个数设为5。也就是说，为了上述发送装置的相位变更部，准备5个相位变更值（或者相位变更集合）。（在如图69那样，只对替换后的基带信号q2进行相位变更的情况下，为了实施周期5的相位变更，准备5个相位变更值即可。另外，在对替换后的基带信号q1及替换后的基带信号q2的双方进行相位变更的情况下，为了1时隙，需要2个相位变更值。将该2个相位变更值称为相位变更集合。因此，这种情况下，为了实施周期5的相位变更，准备5个相位变更集合即可）将该5个相位变更值（或者相位变更集合）表达为PHASE[0]、PHASE[1]、PHASE[2]、PHASE[3]、PHASE[4]。

在调制方式为QPSK时，在用于发送构成1个编码后的块的比特数6000比特的上述1500时隙中，使用相位PHASE[0]的时隙需要为300时隙，使用相位PHASE[1]的时隙需要为300时隙，使用相位PHASE[2]的时隙需要为300时隙，使用相位PHASE[3]的时隙需要为300时隙，使用相位PHASE[4]的时隙需要为300时隙。其原因为，若在使用的相位中存在不平衡，则使用了较多数量的相位的影响较大，在接收装置中，成为依赖于该影响的数据接收品质。

同样，在调制方式为16QAM时，在用于发送构成1个编码后的块的比特数6000比特的上述750时隙中，使用相位PHASE[0]的时隙需要为150时隙，使用相位PHASE[1]的时隙需要为150时隙，使用相位PHASE[2]的时隙需要为150时隙，使用相位PHASE[3]的时隙需要为150时隙，使用相位PHASE[4]的时隙需要为150时隙。

同样，在调制方式为64QAM时，在用于发送构成1个编码后的块的比特数6000比特的上述500时隙中，使用相位PHASE[0]的时隙需要为100时隙，使用相位PHASE[1]的时隙需要为100时隙，使用相位PHASE[2]的时隙需要为100时隙，使用相位PHASE[3]的时隙需要为100时隙，使用相位PHASE[4]的时隙需要为100时隙。

如上，在规则地变更相位的方法中，在将准备的相位变更值（或者相位变更集合）设为N个（将N个不同的相位表达为PHASE[0]、PHASE[1]、PHASE[2]、…、PHASE[N-2]、PHASE[N-1]）时，当发送全部构成1个编码后的块的比特时，把使用相位PHASE[0]的时隙数设为K₀，把使用相位PHASE[1]的时隙数设为K₁，把使用相位PHASE[i]的时隙数设为K_i（i＝0，1，2，…，N-1（i为0以上且N-1以下的整数）），把使用相位PHASE[N-1]的时隙数设为K_N-1，此时，

＜条件#D1-4＞

K₀＝K₁＝…＝K_i＝…＝K_N-1，也就是说，K_a＝K_b，（for

其中，a、b＝0，1，2，…，N-1（a为0以上且N-1以下的整数，b为0以上且N-1以下的整数），a≠b）

而且，在通信系统支持多个调制方式，从所支持的调制方式选择使用的情况下，在所支持的调制方式中，＜条件#D1-4＞成立即可。

但是，在支持多个调制方式的情况下，一般来说，根据各调制方式，能够由1码元发送的比特数不同（根据情况，也有时相同。），根据情况的不同，有时存在不能满足＜条件#D1-4＞的调制方式。这种情况下，取代＜条件#D1-4＞而满足下面的条件即可。

＜条件#D1-5＞

K_a和K_b之差为0或者1，也就是说，|K_a―K_b|为0或者1

（for

其中，a，b＝0，1，2，…，N-1（a为0以上且N-1以下的整数，b为0以上且N-1以下的整数），a≠b）

图35是表示在使用块码时，2个编码后的块所需要的码元数、时隙数的变化的图。图35是如图67的发送装置及图70的发送装置所示，发送s1、s2的2个流，并且发送装置具有2个编码器时的“表示使用块码时，1个编码后的块所需要的码元数、时隙数的变化的图”。（此时，作为传输方式，也可以采用单载波传输、OFDM的那种多载波传输的某一个。）

如图35所示，将块码中构成1个编码后的块的比特数设为6000比特。为了发送该6000比特，在调制方式为QPSK时需要3000码元，16QAM时需要1500码元，64QAM时需要1000码元。

而且，在图67的发送装置及图70的发送装置中，因为要同时发送2个流，并且存在2个编码器，所以通过2个流来传输不同的码块。因此，在调制方式为QPSK时，利用s1、s2，在同一区间内发送2个编码块，所以例如由s1发送第1编码后的块，由s2发送第2编码块，因此，为了发送第1、第2编码后的块需要3000时隙。

若同样地靠，在调制方式为16QAM时，为了发送构成2个编码后的块的全部比特需要1500时隙，在调制方式为64QAM时，为了发送构成2个编码块的全部比特需要1000时隙。

下面，说明在规则地变更相位的方法中，上面所定义的时隙和相乘的相位之间的关系。

在此，将为了规则地变更相位的方法而准备的相位变更值（或者相位变更集合）的个数设为5。也就是说，为了图67的发送装置及图70的发送装置的相位变更部，准备5个相位变更值（或者相位变更集合）。（在如图69那样，仅对替换后的基带信号q2进行相位变更的情况下，为了实施周期5的相位变更，准备5个相位变更值即可。另外，在对替换后的基带信号q1及替换后的基带信号q2的双方进行相位变更的情况下，为了1时隙，需要2个相位变更值。将该2个相位变更值称为相位变更集合。因此，这种情况下，为了实施周期5的相位变更，准备5个相位变更集合即可）将该5个相位变更值（或者相位变更集合）表达为PHASE[0]、PHASE[1]、PHASE[2]、PHASE[3]、PHASE[4]。

在调制方式为QPSK时，在用于发送构成2个编码后的块的比特数6000×2比特的上述3000时隙中，使用相位PHASE[0]的时隙需要为600时隙，使用相位PHASE[1]的时隙需要为600时隙，使用相位PHASE[2]的时隙需要为600时隙，使用相位PHASE[3]的需要需要为600时隙，使用相位PHASE[4]的时隙需要为600时隙。其原因为，若在使用的相位中存在不平衡，则使用了较大数量的相位的影响较大，在接收装置中，成为依赖于该影响的数据的接收品质。

另外，为了发送第1编码块，使用相位PHASE[0]的时隙需要为600次，使用相位PHASE[1]的时隙需要为600次，使用相位PHASE[2]的时隙需要为600次，使用相位PHASE[3]的时隙需要为600次，使用相位PHASE[4]的时隙需要为600次，另外，为了发送第2编码块，使用相位PHASE[0]的时隙是600次，使用相位PHASE[1]的时隙是600次，使用相位PHASE[2]的时隙是600次，使用相位PHASE[3]的时隙是600次，使用相位PHASE[4]的时隙是600次即可。

同样，在调制方式为16QAM时，在用于发送构成2个编码后的块的比特数6000×2比特的上述1500时隙中，使用相位PHASE[0]的时隙需要为300时隙，使用相位PHASE[1]的时隙需要为300时隙，使用相位PHASE[2]的时隙需要为300时隙，使用相位PHASE[3]的时隙需要为300时隙，使用相位PHASE[4]的时隙需要为300时隙。

另外，为了发送第1编码块，使用相位PHASE[0]的时隙需要为300次，使用相位PHASE[1]的时隙需要为300次，使用相位PHASE[2]的时隙需要为300次，使用相位PHASE[3]的时隙需要为300次，使用相位PHASE[4]的时隙需要为300次，另外，为了发送第2编码块，使用相位PHASE[0]的时隙是300次，使用相位PHASE[1]的时隙是300次，使用相位PHASE[2]的时隙是300次，使用相位PHASE[3]的时隙是300次，使用相位PHASE[4]的时隙是300次即可。

同样，在调制方式为64QAM时，在用于发送构成2个编码后的块的比特数6000×2比特的上述1000时隙中，使用相位PHASE[0]的时隙需要为200时隙，使用相位PHASE[1]的时隙需要为200时隙，使用相位PHASE[2]的时隙需要为200时隙，使用相位PHASE[3]的时隙需要为200时隙，使用相位PHASE[4]的时隙需要为200时隙。

另外，为了发送第1编码块，使用相位PHASE[0]的时隙需要为200次，使用相位PHASE[1]的时隙需要为200次，使用相位PHASE[2]的时隙需要为200次，使用相位PHASE[3]的时隙需要为200次，使用相位PHASE[4]的时隙需要为200次，另外，为了发送第2编码块，使用相位PHASE[0]的时隙是200次，使用相位PHASE[1]的时隙是200次，使用相位PHASE[2]的时隙是200次，使用相位PHASE[3]的时隙是200次，使用相位PHASE[4]的时隙是200次即可。

如上，在规则地变更相位的方法中，在将准备的相位变更值（或者相位变更集合）设为N个（把N个不同的相位表达为PHASE[0]、PHASE[1]、PHASE[2]、…、PHASE[N-2]、PHASE[N-1]）时，当发送全部构成2个编码后的块比特时，把使用相位PHASE[0]的时隙数设为K₀，把使用相位PHASE[1]的时隙数设为K₁，把使用相位PHASE[i]的时隙数设为K_i（i＝0，1，2，…，N-1（i为0以上且N-1以下的整数）），把使用相位PHASE[N-1]的时隙数设为K_N-1，此时，

＜条件#D1-6＞

K₀＝K₁＝…＝K_i＝…＝K_N-1，也就是说，K_a＝K_b，（for

其中，a，b＝0，1，2，…，N-1（a为0以上且N-1以下的整数，b为0以上且N-1以下的整数），a≠b）

当发送全部构成第1编码后的块的比特时，把使用相位PHASE[0]的次数设为K_0，1，把使用相位PHASE[1]的次数设为K_1，1，把使用相位PHASE[i]的次数设为K_i，1（i＝0，1，2，…，N-1（i为0以上且N-1以下的整数）），把使用相位PHASE[N-1]的次数设为K_N-1，1，此时，

＜条件#D1-7＞

K_0，1＝K_1，1＝…＝K_i，1＝…＝K_N-1，1，也就是说，K_a，1＝K_b，1，（for

其中，a，b＝0，1，2，…，N-1（a为0以上且N-1以下的整数，b为0以上且N-1以下的整数），a≠b）

当发送全部构成第2编码后的块的比特时，把使用相位PHASE[0]的次数设为K_0，2，把使用相位PHASE[1]的次数设为K_1，2，把使用相位PHASE[i]的次数设为K_i，2（i＝0，1，2，…，N-1（i为0以上且N-1以下的整数）），把使用相位PHASE[N-1]的次数设为K_N-1，2，此时，

＜条件#D1-8＞

K_0，2＝K_1，2＝…＝K_i，2＝…＝K_N-1，2，也就是说，K_a，2＝K_b，2，（for

其中，a，b＝0，1，2，…，N-1（a为0以上且N-1以下的整数，b为0以上且N-1以下的整数），a≠b）

而且，在通信系统支持多个调制方式，从所支持的调制方式选择使用的情况下，在所支持的调制方式中，＜条件#D1-6＞＜条件#D1-7＞＜条件#D1-8＞成立即可。

但是，在支持多个调制方式的情况下，一般来说根据各调制方式，能够由1码元发送的比特数不同（根据情况，也有时相同。），根据情况的不同，有时存在不能满足＜条件#D1-6＞＜条件#D1-7＞＜条件#D1-8＞的调制方式。这种情况下，取代＜条件#D1-6＞＜条件#D1-7＞＜条件#D1-8＞而满足下面的条件即可。

＜条件#D1-9＞

K_a和K_b之差为0或者1，也就是说，|K_a―K_b|为0或者1

（for

其中，a，b＝0，1，2，…，N-1（a为0以上且N-1以下的整数，b为0以上且N-1以下的整数），a≠b）

＜条件#D1-10＞

K_a，1和K_b，1之差为0或者1，也就是说，|K_a，1―K_b，1|为0或者1

（for

其中，a，b＝0，1，2，…，N-1（a为0以上且N-1以下的整数，b为0以上且N-1以下的整数），a≠b）

＜条件#D1-11＞

K_a，2和K_b，2之差为0或者1，也就是说，|K_a，2―K_b，2|为0或者1

（for

其中，a，b＝0，1，2，…，N-1（a为0以上且N-1以下的整数，b为0以上N-1以下的整数），a≠b）

如上，通过将编码后的块和相乘的相位建立关联，在为了传输编码块而使用的相位中不平衡消失，所以能够在接收装置中获得提高数据的接收品质这样的效果。

在上面，在规则地变更相位的方法中，为了周期N的相位变更方法，需要N个相位变更值（或者相位变更集合）。此时，作为N个相位变更值（或者相位变更集合），准备PHASE[0]、PHASE[1]、PHASE[2]、…、PHASE[N-2]、PHASE[N-1]，但是还有在频率轴方向上按PHASE[0]、PHASE[1]、PHASE[2]、…、PHASE[N-2]、PHASE[N-1]的顺序排列的方法，但是并不一定限于此，也可以通过将N个相位变更值（或者相位变更集合）PHASE[0]、PHASE[1]、PHASE[2]、…、PHASE[N-2]、PHASE[N-1]，对时间轴、频率-时间轴的块配置码元，来变更相位。还有，虽然作为周期N的相位变更方法进行了说明，但是即便随机使用N个相位变更值（或者相位变更集合）也能够获得同样的效果，也就是说，不一定要以具有规则的周期的方式使用N个相位变更值（或者相位变更集合），但是在接收装置中获得较高的数据接收品质的方面，满足上面所说明的条件是重要的。

另外，也可以存在空间复用MIMO传输方式、预编码矩阵为固定的MIMO传输方式、空时块编码方式、仅发送1个流以及规则地变更相位的方法的方式，发送装置（广播站、基站）可以从这些方式选择某一个发送方法。

还有，所谓的空间复用MIMO传输方式指的是，如非专利文献3所示，分别从不同的天线发送以所选择的调制方式映射的信号s1、s2的方法，所谓的预编码矩阵为固定的MIMO传输方式指的是，仅实施预编码（不执行相位变更）的方式。另外，所谓的空时块编码方式指的是，非专利文献9、16、17所示的传输方式。所谓的仅发送1个流指的是，执行规定的处理，从天线发送以所选择的调制方式映射的信号s1的信号的方法。

另外，采用OFDM那样的多载波的传输方式，如同由多个载波构成的第1载波群、由多个载波构成的和第1载波群不同的第2载波群、…那样，由多个载波群实现了多载波传输，也可以在每个载波群中，设定为空间复用MIMO传输方式、预编码矩阵为固定的MIMO传输方式、空时块编码方式、仅发送1个流及规则地变更相位方法的某一个，特别是，对于选择了规则地变更相位的方法后的（子）载波群来说，最好实施上面的方式。

还有，本说明书中所说明的内容可以和本实施方式所说明的实施预编码、基带信号的替换及相位变更的发送装置组合来使用，特别是对于本实施方式中所说明的相位变更部，能够组合使用本说明书中所说明的全部与相位变更有关的内容。

（实施方式D2）

在本实施方式中，将说明在图4的发送装置的场合、对图4的发送装置适应了OFDM方式的那种多载波方式的场合以及对图67、图70的发送装置象图4那样应用了一个编码器和分配部的场合下，本说明书之中所说明的规则地执行了相位变更时的相位变更的初始化方法。

如非专利文献12～非专利文献15所示，考虑采用QC（Quasi Cyclic）LDPC（Low-Density Prity-Check）码（也可以不是QC-LDPC码，而是LDPC码）、LDPC码和BCH码（Bose-Chaudhuri-Hocquenghem code）的连接码、使用了截尾的Turbo码或者Duo-Binary Turbo Code等块码时的规则地变更相位的情形。

在此，作为一例，以发送s1、s2的2个流的情况为例进行说明。但是，当使用块码进行编码时，不需要控制信息等时，构成编码后的块的比特数和构成块码的比特数（但是，也可以在其中含有下面所述的那种控制信息等。）一致。当使用块码进行编码时，需要控制信息等（例如，CRC（cyclicredundancy check）、传输参数等）时，构成编码后的块的比特数也有时是构成块码的比特数和控制信息等的比特数之和。

图34是表示使用块码时，1个编码后的块所需要的码元数、时隙数的变化的图。图34是例如图4的发送装置所示，发送s1、s2的2个流，并且发送装置具有1个编码器时的“表示使用块码时，1个编码后的块所需要的码元数、时隙数的变化的图”。（此时，作为传输方式，也可以采用单载波传输、OFDM的那种多载波传输的某一个。）

如图34所示，将块码中的构成1个编码后的块的比特数设为6000比特。为了发送该6000比特，在调制方式为QPSK时需要3000码元，16QAM时需要1500码元，64QAM时需要1000码元。

而且，在上述的发送装置中，因为要同时发送2个流，所以在调制方式为QPSK时，前述的3000码元给s1分配1500码元，给s2分配1500码元，因此，为了发送由s1发送的1500码元和由s2发送1500码元，需要1500时隙（在此起名为“时隙”。）。

若同样地考虑，在调制方式为16QAM时，为了发送构成1个编码后的块的全部比特需要750时隙，在调制方式为64QAM时，为了发送构成1块的全部比特需要500时隙。

下面，考虑以图71的那种帧结构，由发送装置发送调制信号的情形。图71（a）表示调制信号z1'或者z1（由天线312A发送）的时间及频率轴上的帧结构。另外，图71（b）表示调制信号z2（由天线312B发送）的时间及频率轴上的帧结构。此时，调制信号z1'或者z1正在使用的频率（频带）和调制信号z2正在使用的频率（频带）相同，在同一时刻存在调制信号z1'或者z1和调制信号z2。

如图71（a）所示，发送装置在区间A内发送导言（控制码元），是用于对通信对象传输控制信息的码元，特别是，在此含有用于传输第1、第2编码块的调制方式的信息。发送装置在区间B内发送第1编码块。发送装置在区间C内发送第2编码块。

发送装置在区间D内发送导言（控制码元），是用于对通信对象传输控制信息的码元，特别是，在此含有用于传输第3、第4、…编码块的调制方式的信息。发送装置在区间E内发送第3编码块。发送装置在区间F内发送第4编码块。

如图71（b）所示，发送装置在区间A内发送导言（控制码元），是用于对通信对象传输控制信息的码元，特别是，在此含有用于传输第1、第2编码块的调制方式的信息。发送装置在区间B内发送第1编码块。发送装置在区间C内发送第2编码块。

发送装置在区间D内发送导言（控制码元），是用于对通信对象传输控制信息的码元，特别是，在此含有用于传输第3、第4、…、编码块的调制方式的信息。发送装置在区间E内发送第3编码块。发送装置在区间F内发送第4编码块。

图72表示，在像图34那样传输编码块的情况下，特别是在第1编码块中，作为调制方式使用了16QAM时使用的时隙数，并且为了传输第1编码块，需要750时隙。

同样，表示在第2编码块中，作为调制方式使用了QPSK时使用的时隙数，并且为了传输第2编码块，需要1500时隙。

图73表示，在像图34那样传输编码块的情况下，特别是在第3编码块中，作为调制方式使用了QPSK时使用的时隙数，并且为了传输第3编码块，需要1500时隙。

然后，如同本说明书中所说明的那样，考虑不对调制信号z1、即由天线312A发送的调制信号进行相位变更，而对调制信号z2、即由天线312B发送的调制信号进行相位变更的情形。此时，在图72、图73中，表示执行相位变更的方法。

首先，作为前提，为了进行相位变更，准备7个不同的相位变更值，将7个相位变更值命名为#0、#1、#2、#3、#4、#5、#6。另外，相位变更规则且周期地使用。也就是说，相位变更值如同#0、#1、#2、#3、#4、#5、#6、#0、#1、#2、#3、#4、#5、#6、#0、#1、#2、#3、#4、#5、#6、…那样，规则且周期地进行变更。

如图72所示，首先在第1块编码块中，由于存在750时隙，因而若将相位变更值从#0开始使用，则变为#0、#1、#2、#3、#4、#5、#6、#0、#1、#2、…、#4、#5、#6、#0，第750个时隙使用#0而结束。

接下来，对第2编码块的各时隙应用相位变更。在本说明书中，由于假定了应用于多播通信、广播的情形，因而考虑某个接收终端不需要第1编码块，而只提取第2编码块的情形。这种情况下，为了发送第1编码块末尾的时隙而使用了相位变更值#0，因此，为了传输第2编码块，最开始就使用相位变更值#1。这样，可以想到如下方法。

（a）：前述的终端监视第1编码块是怎样被发送的，也就是说，监视在第1编码块的末尾时隙的发送中相位变更值是那种模式，推定在第2编码块最开始的时隙中使用的相位变更值

（b）：为了不实施（a），发送装置传输在第2编码块的最开始的时隙中使用的相位变更值的信息

（a）的情况下，终端需要监视第1编码块的传输，所以消耗功率增大，（b）的情况下，导致数据的传输效率下降。

因此，在上述那种相位变更值的分配中有改进的余地。因此，提出将为了传输各编码块的最开始的时隙而使用的相位变更值设为固定的方法。从而，如图72所示，为了传输第2编码块的最开始的时隙而使用的相位变更值和为了传输第1编码块的最开始的时隙而使用的相位变更值相同，设为#0。

同样，如图73所示，为了传输第3编码块的最开始的时隙而使用的相位变更值并未设为#3，而是和为了传输第1、第2编码块的最开始的时隙而使用的相位变更值相同，设为#0。

通过如上构成，能够获得能够抑制在（a）、（b）中产生的课题这样的效果。

还有，在本实施方式中，虽然说明了按每个编码块将相位变更值初始化的方法，也就是在任一个编码块的最开始的时隙中使用的相位变更值固定为#0的方法，但是作为别的方法，也能够以帧单位实施。例如，在传输导言或控制码元传输后的信息所用的码元中，在最开始的时隙中使用的相位变更值也可以固定为#0。

（实施方式D3）

还有，在上述的各实施方式中，以复数表现加权合成部在预编码中使用的预编码矩阵，但是也可以用实数来表现预编码矩阵。

也就是说，例如将2个映射后的（所使用的调制方式的）基带信号设为s1（i）、s2（i）（其中，i为时间或者频率），将因预编码而得到的2个预编码后的基带信号设为z1（i）、z2（i）。然后，假设映射后的（所使用的调制方式的）基带信号s1（i）的同相成分为I_s1（i），正交成分为Q_s1（i），映射后的（所使用的调制方式的）基带信号s2（i）的同相成分为I_s2（i），正交成分为Q_s2（i），预编码后的基带信号z1（i）的同相成分为I_z1（i），正交成分为Q_z1（i），预编码后的基带信号z2（i）的同相成分为I_z2（i），正交成分为Q_z2（i），则使用由实数所构成的预编码矩阵H_r，下面的关系式就成立。

[数式76]

$\left(\begin{array}{c}{I}_{z1}\left(i\right)\\ Q_{z1}\left(i\right)\\ I_{z2}\left(i\right)\\ Q_{z2}\left(i\right)\end{array}\right)=H_r\left(\begin{array}{c}{I}_{s1}\left(i\right)\\ Q_{s1}\left(i\right)\\ I_{s2}\left(i\right)\\ Q_{s2}\left(i\right)\end{array}\right)$ …式(76)

其中，由实数所构成的预编码矩阵H_r如下表达。

[数式77]

$H_r=\left(\begin{array}{cccc}{a}_{11}& a_{12}& a_{13}& a_{14}\\ a_{21}& a_{22}& a_{23}& a_{24}\\ a_{31}& a_{32}& a_{33}& a_{34}\\ a_{41}& a_{42}& a_{43}& a_{44}\end{array}\right)$ …式(77)

此时，a₁₁、a₁₂、a₁₃、a₁₄、a₂₁、a₂₂、a₂₃、a₂₄、a₃₁、a₃₂、a₃₃、a₃₄、a₄₁、a₄₂、a₄₃、a₄₄是实数。其中，{a₁₁＝0且a₁₂＝0且a₁₃＝0且a₁₄＝0}不成立，{a₂₁＝0且a₂₂＝0且a₂₃＝0且a₂₄＝0}不成立，{a₃₁＝0且a₃₂＝0且a₃₃＝0且a₃₄＝0}不成立，{a₄₁＝0且a₄₂＝0且a₄₃＝0且a₄₄＝0}不成立。而且，{a₁₁＝0且a₂₁＝0且a₃₁＝0且a₄₁＝0}不成立，{a₁₂＝0且a₂₂＝0且a₃₂＝0且a₄₂＝0}不成立，{a₁₃＝0且a₂₃＝0且a₃₃＝0且a₄₃＝0}不成立，{a₁₄＝0且a₂₄＝0且a₃₄＝0且a₄₄＝0}不成立。

（实施方式E1）

在本实施方式中，说明还能够应用于（1）图4的发送装置的场合，（2）对图4的发送装置适应了OFDM方式的那种多载波方式的的场合以及（3）对图67、图70的发送装置象图4那样应用了一个编码器和分配部的场合的3个场合某一个中的、本说明书之中所说明的规则地执行了相位变更时的相位变更的初始化方法。

如非专利文献12～非专利文献15所示，考虑采用QC（Quasi Cyclic）LDPC（Low-Density Parity-Check）码（也可以不是QC-LDPC码，而是LDPC码）、LDPC码和BCH码（Bose-Chaudhuri-Hocquenghem code）的连接码、使用了截尾的Turbo码或者Duo-Binary Turbo Code等块码时的规则地变更相位的情形。

在此，作为一例，以发送s1、s2的2个流的情形为例进行说明。但是，当使用块码进行编码时，不需要控制信息等时，构成编码后的块的比特数和构成块码的比特数（但是，也可以在其中含有下面所述的那种控制信息等。）一致。当使用块码进行编码时，需要控制信息等（例如，CRC（CyclicRedundancy Check）、传输参数等）时，构成编码后的块的比特数也有时是构成块码的比特数和控制信息等的比特数之和。

图34是表示使用块码时，1个编码后的块所需要的码元数、时隙数的变化的图。图34是例如相对于上述的发送装置，发送s1、s2的2个流，并且发送装置具有1个编码器时的“表示使用块码时，1个编码后的块所需要的码元数、时隙数的变化的图”。（此时，作为传输方式，也可以采用单载波传输、OFDM那样的多载波传输的任一个。）

如图34所示，将块码中的构成1个编码后的块的比特数设为6000比特。为了发送该6000比特，在调制方式为QPSK时需要3000码元，16QAM时需要1500码元，64QAM时需要1000码元。

而且，通过上述的发送装置同时发送2个流，所以在调制方式为QPSK时，前述的3000码元给s1分配1500码元，给s2分配1500码元，因此为了发送由s1发送的1500码元和由s2发送的1500码元，需要1500时隙（在此命名为“时隙”。）

若同样地考虑，在调制方式为16QAM时，为了发送构成1个编码后的块的全部比特需要750时隙，在调制方式为64QAM时，为了发送构成1块的全部比特，需要500时隙。

接下来，考虑以图71的那种帧结构，由发送装置发送调制信号的情况。图71（a）表示调制信号z1'或者z1（由天线312A发送）的时间及频率轴上的帧结构。另外，图71（b）表示调制信号z2（由天线312B发送）的时间及频率轴上的帧结构。此时，调制信号z1'或者z1正在使用的频率（频带）和调制信号z2正在使用的频率（频带）相同，在同一时刻存在调制信号z1'或者z1和调制信号z2。

如图71（a）所示，发送装置在区间A内发送导言（控制码元），是用于对通信对象传输控制信息的码元，特别是，在此含有用于传输第1、第2编码块的调制方式的信息。发送装置在区间B内发送第1编码块。发送装置在区间C内发送第2编码块。

发送装置在区间D内发送导言（控制码元），是用于对通信对象传输控制信息的码元，特别是，在此含有用于传输第3、第4、…编码块的调制方式的信息。发送装置在区间E内发送第3编码块。发送装置在区间F内发送第4编码块。

如图71（b）所示，发送装置在区间A内发送导言（控制码元），是用于对通信对象传输控制信息的码元，特别是，在此含有用于传输第1、第2编码块的调制方式的信息。发送装置在区间B内发送第1编码块。发送装置在区间C内发送第2编码块。

发送装置在区间D内发送导言（控制码元），是用于对通信对象传输控制信息的码元，特别是，在此含有用于传输第3、第4、…、编码块的调制方式的信息。发送装置在区间E内发送第3编码块。发送装置在区间F内发送第4编码块。

图72表示在如图34那样传输编码块的情况下，特别是在第1编码块中作为调制方式使用了16QAM时使用的时隙数，并且为了传输第1编码块，需要750时隙。

同样，表示在第2编码块中作为调制方式使用了QPSK时使用的时隙数，并且为了传输第2编码块，需要1500时隙。

图73表示，在如图34那样传输编码块的情况下，特别是在第3编码块中作为调制方式使用了QPSK时使用的时隙数，并且为了传输第3编码块，需要1500时隙。

然后，如同本说明书中所说明的那样，考虑对于调制信号z1、也就是由天线312A发送的调制信号不进行相位变更，而对调制信号z2、也就是由天线312B发送的调制信号进行相位变更的情形。此时，在图72、图73中，表示进行相位变更的方法。

首先，作为前提，为了进行相位变更，准备7个不同的相位变更值，将7个相位变更值命名为#0、#1、#2、#3、#4、#5、#6。另外，相位变更规则且周期地使用。也就是说，相位变更值如同#0、#1、#2、#3、#4、#5、#6、#0、#1、#2、#3、#4、#5、#6、#0、#1、#2、#3、#4、#5、#6、…那样，规则且周期地进行变更。

如图72所示，首先在第1块编码块中，由于存在750时隙，因而若将相位变更值从#0开始使用，则变为#0、#1、#2、#3、#4、#5、#6、#0、#1、#2、…、#4、#5、#6、#0，第750个时隙使用#0而结束。

接下来，对第2编码块的各时隙应用相位变更。在本说明书中，由于假定了应用于多播通信、广播的情况，因而考虑某个接收终端不需要第1编码块，而仅提取第2编码块的情况。这种情况下，为了发送第1编码块末尾的时隙而使用了相位变更值#0，所以为了传输第2编码块，最开始就使用相位变更值#1。于是，可以想到如下方法：

（a）：前述的终端监视如何发送第1编码块，也就是说，监视在第1编码块的末尾的时隙的发送中相位变更值是哪种模式，推定在第2编码块最开始的时隙中使用的相位变更值，

（b）：为了不进行（a），发送装置传输在第2编码块最开始的时隙中使用的相位变更值的信息。

（a）的情况下，终端需要监视第1编码块的传输，所以消耗功率增大，（b）的情况下，导致数据的传输效率下降。

因此，在上述那样的相位变更值的分配中有改进的余地。因此，提出了将为了传输各编码块的最开始的时隙而使用的相位变更值设为固定的方法。因此，如图72所示，为了传输第2编码块的最开始的时隙而使用的相位变更值和为了传输第1编码块的最开始的时隙而使用的相位变更值相同，设为#0。

同样，如图73所示，为了传输第3编码块的最开始的时隙而使用的相位变更值并不设为#3，而是和为了传输第1、第2编码块的最开始的时隙而使用的相位变更值相同，设为#0。

通过这样构成，能够获得能够抑制在上述的（a）、（b）中产生的课题的效果。

还有，在本实施方式中，虽然说明了按每个编码块将相位变更值初始化的方法，也就是在任一个的编码块的最开始的时隙中使用的相位变更值固定为#0的方法，但是作为别的方法，也可以以帧为单位来进行。例如，在用于传输导言或控制码元后的信息的码元中，在最开始的时隙中使用的相位变更值也可以固定为#0。

例如，在图71中，若解释为帧从导言开始，则在第1帧中，最开始的编码块成为第1编码块，在第2帧中，最开始的编码块成为第3编码块，在使用图72、图73而上述说明的情况下，成为上述的“按帧单位，在最开始的时隙中使用的相位变更值固定为（#0）”的例子。

下面，说明应用于使用DVB（Digital Video Broadcasting）-T2（T：Terrestrial）标准的广播系统中的情况。首先，说明使用DVB-2标准的广播系统的帧结构。

图74表示DVB-T2标准下的广播站发送的信号的帧结构的概要。在DVB-T2标准下，因为采用OFDM方式，所以按时间-频率轴构成帧。图74表示时间-频率轴上的帧结构，帧由P1Signalling data（7401）、L1Pre-Signalling data（7402）、L1Post-Signalling data（7403）、CommonPLP（7404）及PLP#1～#N（7405_1～7405_N）构成（PLP：Physical LayerPipe）。（这里，将L1Pre-Signalling data（7402）、L1Post-Signallingdata（7403）称为P2码元。）这样，将由P1Signalling data（7401）、L1Pre-Signalling data（7402）、L1Post-Signalling data（7403）、CommonPLP（7404）及PLP#1～#N（7405_1～7405_N）构成的帧命名为T2帧，成为帧结构的一个单位。

通过P1Signalling data（7401），传输接收装置用于进行信号检测、频率同步（还包含频率偏移推定）的码元，同时还传输帧中的FFT（FastFourier Transform）尺寸的信息以及以SISO（Single-InputSingle-Output）/MISO（Multiple-Input Single-Output）的哪个方式发送调制信号的信息等。（在SISO方式的情况下，是发送一个调制信号的方式，在MISO方式的情况下，是发送多个调制信号的方法，并且，使用了非专利文献9、16及17所示的空时块码。）

通过L1Pre-Signalling data（7402），传输在发送帧中使用的保护间隔的信息、与为了削减PAPR（Peak to Average Power Ratio）而进行的信号处理方法有关的信息、传输L1 Post-Signalling data时的调制方式、纠错方式（FEC：Forward Error Correction）、纠错方式的编码率的信息、L1Post-Signalling data的尺寸及信息尺寸的信息、导频模式的信息、单元（频域）固有编码的信息以及使用了正常模式及扩展模式（在正常模式和扩展模式下，用于数据传输的子载波数不同。）的哪一个方式的信息等。

通过L1Post-Signalling data（7403），传输PLP个数的信息、与使用的频域有关的信息、各PLP的固有编号的信息、为传输各PLP而使用的调制方式、纠错方式、纠错方式的编码率的信息以及各PLP发送的块数的信息等。

Common PLP（7404）、PLP#1～#N（7405_1～7405_N）是用于传输数据的区域。

在图74的帧结构中，记载了P1Signalling data（7401）、L1Pre-Signalling data（7402）、L1Post-Signalling data（7403）、CommonPLP（7404）及PLP#1～#N（7405_1～6105_N）以时间分割的形式进行发送，但是实际上，在同一时刻存在2种以上的信号。将其例子表示于图75中。如图75所示，有时在同一时刻存在L1Pre-Signalling data、L1Post-Signalling data及Common PLP，或在同一时刻存在PLP#1、PLP#2。也就是说，各信号同时使用时间分割及频率分割来构成帧。

图76表示对于DVB-T2标准下（例如广播站）的发送装置，应用了对预编码后（或者预编码及基带信号替换后）的信号进行相位变更的发送方法后的发送装置的结构的一例。

PLP信号生成部7602以PLP用的发送数据7601（多个PLP用的数据）及控制信号7609为输入，基于控制信号7609中包含的各PLP的纠错编码的信息、调制方式的信息等信息，进行基于纠错编码、调制方式的映射，输出PLP的（正交）基带信号7603。

P2码元信号生成部7605以P2码元用发送数据7604及控制信号7609为输入，基于控制信号7609中包含的P2码元的纠错的信息、调制方式的信息等的信息，进行基于纠错编码、调制方式的映射，输出P2码元的（正交）基带信号7606。

控制信号生成部7608以P1码元用的发送数据7607及P2码元用发送数据7604为输入，输出图74中各码元群（P1Signalling data（7401）、L1Pre-Signalling data（7402）、L1Post-Signalling data（7403）、CommonPLP（7404）、PLP#1～#N（7405_1～7405_N））的发送方法（包括纠错码、纠错码的编码率、调制方式、块长度、帧结构及规则地切换预编码矩阵的发送方法在内的所选择的发送方法、导频码元插入方法、IFFT（Inverse FastFourier Transform）/FFT的信息等、PAPR削减方法的信息以及保护间隔插入方法的信息）的信息，来作为控制信号7609。

帧结构部7610以PLP的基带信号7603、P2码元的基带信号7606及控制信号7609为输入，基于控制信号中包含的帧结构的信息，实施频率、时间轴上的排序，输出依据帧结构的、流1的（正交）基带信号7611_1（映射后的信号，也就是基于使用的调制方式的基带信号）以及流2的（正交）基带信号7611_2（映射后的信号，也就是基于使用的调制方式的基带信号）。

信号处理部7612以流1的基带信号7611_1、流2的基带信号7611_2及控制信号7609为输入，输出基于控制信号7609中包含的发送方法的信号处理后的调制信号1（7613_1）及信号处理后的调制信号2（7613_2）。

在此，特征之处为，在作为发送方法而选择了对预编码后（或者预编码及基带信号替换后）的信号进行相位变更的发送方法时，信号处理部和图6、图25、图26、图27、图28、图29及图69相同，进行对预编码后（或者预编码及基带信号替换后）的信号进行相位变更的处理，进行过该信号处理的信号成为信号处理后的调制信号1（7613_1）及信号处理后的调制信号2（7613_2）。

导频插入部7614_1以信号处理后的调制信号1（7613_1）及控制信号7609为输入，基于控制信号7609中包含的与导频码元的插入方法有关的信息，在信号处理后的调制信号1（7613_1）中插入导频码元，输出导频码元插入后的调制信号7615_1。

导频插入部7614_2以信号处理后的调制信号2（7613_2）及控制信号7609为输入，基于控制信号7609中包含的与导频码元的插入方法有关的信息，在信号处理后的调制信号2（7613_2）中插入导频码元，输出导频码元插入后的调制信号7615_2。

IFFT（Inverse Fast Fourier Transform）部7616_1以导频码元插入后的调制信号7615_1及控制信号7609为输入，基于控制信号7609中包含的IFFT方法的信息，实施IFFT，输出IFFT后的信号7617_1。

IFFT部7616_2以导频码元插入后的调制信号7615_2及控制信号7609为输入，基于控制信号7609中包含的IFFT方法的信息，实施IFFT，输出IFFT后的信号7617_2。

PAPR削减部7618_1以IFFT后的信号7617_1及控制信号7609为输入，基于控制信号7609中包含的与PAPR削减有关的信息，对IFFT后的信号7617_1实施用于PAPR削减的处理，输出PAPR削减后的信号7619_1。

PAPR削减部7618_2以IFFT后的信号7617_2及控制信号7609为输入，基于控制信号7609中包含的与PAPR削减有关的信息，对IFFT后的信号7617_2实施用于PAPR削减的处理，输出PAPR削减后的信号7619_2。

保护间隔插入部7620_1以PAPR削减后的信号7619_1及控制信号7609为输入，基于控制信号7609中包含的与保护间隔的插入方法有关的信息，在PAPR削减后的信号7619_1中插入保护间隔，输出保护间隔插入后的信号7621_1。

保护间隔插入部7620_2以PAPR削减后的信号7619_2及控制信号7609为输入，基于控制信号7609中包含的与保护间隔的插入方法有关的信息，在PAPR削减后的信号7619_2中插入保护间隔，输出保护间隔插入后的信号7621_2。

P1码元插入部7622以保护间隔插入后的信号7621_1、保护间隔插入后的信号7621_2及P1码元用的发送数据7607为输入，从P1码元用的发送数据7607生成P1码元的信号，对保护间隔插入后的信号7621_1，附加P1码元，输出附加P1码元之后的信号7623_1，以及对保护间隔插入后的信号7621_2，附加P1码元，输出附加P1码元之后的信号7623_2。还有，P1码元的信号既可以在附加了P1码元后的信号7623_1、附加了P1码元后的信号7623_2双方中附加，另外，也可以附加到任一个中。附加到一个中的情况下，对于所附加的信号的被附加的区间，在未附加的信号中，作为基带信号而存在零的信号。

无线处理部7624_1以附加P1码元之后的信号7623_1为输入，实施频率替换、放大等的处理，输出发送信号7625_1。然后，发送信号7625_1被从天线7626_1作为电波输出。

无线处理部7624_2以P1码元用处理后的信号7623_2为输入，实施频率替换、放大等的处理，输出发送信号7625_2。然后，发送信号7625_2被从天线7626_2作为电波输出。

如同上面所说明的那样，通过P1码元、P2码元及控制码元群，各PLP的传输方法（例如发送一个调制信号的发送方法、对预编码后（或者预编码及基带信号替换后）的信号进行相位变更的发送方法）及当前使用的调制方式的信息被传输给终端。此时，终端若作为信息仅截取需要的PLP，并进行解调（包含信号分离、信号检波）、纠错解码，则终端的消耗功率较少即可。因此，和使用图71～图73所说明的时候相同，作为传输方法，提出了一种在下述PLP开头的时隙中使用的相位变更值固定（为#0）的方法，该PLP使用对预编码后（或者预编码及基带信号替换后）的信号规则地进行相位变更的发送方法来传输。还有，PLP的传输方法并不限于上述，也能够指定非专利文献9、非专利文献16及非专利文献17所示的空时码或其他的发送方法。

例如，采用图74的帧结构，广播站发送出各码元。此时，作为一例，在图77中表示，广播站在预编码后（或者预编码及基带信号替换后）的信号中使用相位变更来发送PLP（为了避免混乱而变更为#1到$1）$1和PLP$K时的频率-时间轴上的帧结构。

还有，作为前提，在下面的说明中，作为一例，在对预编码后（或者预编码及基带信号替换后）的信号规则地进行相位变更的发送方法中，准备7个相位变更值，将7个相位变更值命名为#0、#1、#2、#3、#4、#5、#6。另外，相位变更值规则且周期地使用。也就是说，相位变更值如同#0、#1、#2、#3、#4、#5、#6、#0、#1、#2、#3、#4、#5、#6、#0、#1、#2、#3、#4、#5、#6、…那样，规则且周期地进行变更。

如图77那样，PLP$1将时刻T、载波3（图77的7701）作为时隙的开头，将时刻T+4、载波4作为时隙的末尾（图77的7702），存在时隙（码元）（参见图77）。

也就是说，对于PLP$1来说，时刻T、载波3是第1个时隙，第2个时隙是时刻T、载波4，第3个时隙是时刻T、载波5，…，第7个时隙是时刻T+1、载波1，第8个时隙是时刻T+1、载波2，第9个时隙是时刻T+1、载波3，…，第14个时隙是时刻T+1、载波8，第15个时隙是时刻T+2、载波1，…，。

而且，PLP$K将时刻S、载波4（图77的7703）作为时隙的开头，将时刻S+8、载波4作为时隙的末尾（图77的7704），存在时隙（码元）（参见图77）。

也就是说，对于PLP$K来说，时刻S、载波4是第1个时隙，第2个时隙是时刻S、载波5，第3个时隙是时刻S、载波6，…，第5个时隙是时刻S、载波8，第9个时隙是时刻S+1、载波1，第10个时隙是时刻S+1、载波2，…，第16个时隙是时刻S+1、载波8，第17个时隙是时刻S+2、载波1，…，。

还有，包括各PLP的开头的时隙（码元）的信息和末尾的时隙（码元）的信息在内的各PLP所使用的时隙的信息通过P1码元、P2码元及控制码元群等控制码元来传输。

此时，和使用图71～图73所说明的时候相同，作为PLP$1开头的时隙的时刻T、载波3（图77的7701）的时隙使用相位变更值#0来进行相位变更。同样，不管在作为PLP$K-1的末尾的时隙的时刻S、载波3（图77的7705）的时隙中所使用的相位变更值的编号是多少，作为PLP$K的开头的时隙的时刻S、载波4（图77的7703）的时隙都使用预编码矩阵#0来进行相位变更。（但是，如同此前所说明的那样，在进行相位变更之前，已经进行了预编码（或者预编码及基带信号替换）。）

另外，使用对预编码后（或者预编码及基带信号替换后）的信号规则地进行相位变更的发送方法来发送的其他PLP的开头的时隙，使用预编码矩阵#0来进行预编码。

通过如上构成，能够获得能够抑制上述实施方式D2中所说明的（a）及（b）的课题的效果。

当然，接收装置从P1码元、P2码元及控制码元群等控制码元中包含的各PLP当前使用的时隙的信息，提取需要的PLP，进行解调（包括信号分离、信号检波）、纠错解码。另外，接收装置对于对预编码后（或者预编码及基带信号替换后）的信号规则地进行相位变更的发送方法的相位变更规则是已知的，（有多个规则时，发送装置传输所使用的规则的信息，接收装置取得该信息，来判明当前使用的规则。）基于各PLP的开头的时隙的编号，使其与相位变更的切换规则的定时一致，从能够实现信息码元的解调（包括信号分离、信号检波）。

下面，考虑以图78的帧结构（将由图78的码元群构成的帧称为主帧。），由广播站（基站）发送调制信号的情况。在图78中，对于和图74同样进行动作的部分，附上相同的符号。特征之处为，在（终端的）接收装置内，在主帧中分离成发送一个调制信号的子帧和发送多个调制信号的子帧，以便易于调整接收信号的增益控制。还有，所谓“发送一个调制信号”，还包括生成多个与从一根天线发送一个调制信号时相同的调制信号，从多根不同的天线发送该多个信号的情况。

在图78中，由PLP#1（7405_1）～PLP#N（7405_N）构成发送一个调制信号的子帧7800，子帧7800仅由PLP构成，并且由多个调制信号发送的PLP不存在。而且，由PLP$1（7802_1）～PLP$M（7802_M）构成发送多个调制信号的子帧7801，子帧7801仅由PLP构成，并且发送一个调制信号的PLP不存在。

此时，和此前所说明的时候相同，在子帧7801中，使用对预编码后（或者预编码及基带信号替换后）的信号规则地进行相位变更的发送方法时，PLP（PLP$17802_1）～PLP$M（7802_M））开头的时隙使用预编码矩阵#0来进行预编码（称为预编码矩阵的初始化）。但是，在PLP$1（7802_1）～PLP$M（7802_M）中，采用别的发送方法，例如使用不进行相位变更的预编码方法的发送方法、使用空时块码的发送方法及空间复用MIMO传输方法（参见图23）的某一个的PLP，与上述预编码矩阵的初始化无关。

另外，如图79那样，PLP$1是第X个主帧的发送多个调制信号的子帧的最开始的PLP，PLP$1'是第Y个（但是和X不同）主帧的发送多个调制信号的子帧的最开始的PLP。而且，PLP$1、PLP$1'全都使用对预编码后（或者预编码及基带信号替换后）的信号规则地进行相位变更的发送方法。还有，在图79中，和图77相同的部分附上了相同的符号。

此时，作为第X个主帧的发送多个调制信号的子帧的最开始的PLP的、PLP$1的开头的时隙（图79的7701（时刻T、载波3的时隙））使用相位变更值#0来进行相位变更。

同样，作为第Y个主帧的发送多个调制信号的子帧最开始的PLP的、PLP$1'的开头的时隙（图79的7901（时刻T'、载波7的时隙））使用相位变更值#0来进行相位变更。

如上，其特征为，在各主帧内，在发送多个调制信号的子帧的最开始的PLP的最开始的时隙中，使用相位变更值#0来进行相位变更。

这样的处理在用于抑制实施方式D2中所说明的（a）及（b）的课题中也是重要的。

还有，由于PLP$1的开头的时隙（图79的7701（时刻T、载波3的时隙））使用相位变更值#0来进行相位变更，因而在想要按频率轴更新相位变更值的情况下，时刻T、载波4的时隙使用相位变更值#1来进行相位变更，时刻T、载波5的时隙使用相位变更值#2来进行相位变更，时刻T、载波6的时隙使用相位变更值#3来进行相位变更，…。

同样，由于PLP$1'的开头的时隙（图79的7901（时刻T'、载波7的时隙））使用相位变更值#0来进行相位变更，因而在想要按频率轴更新相位变更值的情况下，时刻T'、载波8的时隙使用相位变更值#1来进行相位变更，时刻T'+1、载波1的时隙使用相位变更值#2来进行相位变更，时刻T'+2、载波1的时隙使用相位变更值#3来进行相位变更，时刻T'+3、载波1的时隙使用相位变更值#4来进行相位变更，…。

还有，本实施方式以图4发送装置的空气、对图4的发送装置应用OFDM方式的那种多载波方式的情况以及对图67、图70的发送装置如图4那样应用了一个编码器和分配部的情况为例，进行了说明，但是针对如图3的发送装置、图12的发送装置、图67的发送装置及图70的发送装置那样，发送s1、s2的2个流，并且发送装置具有2个编码器的情况，也能够应用本实施方式中所说明的相位变更值的初始化。

还有，在与本说明书的发明相关的发送装置的附图、图3、图4、图12、图13、图51、图52、图67、图70及图76等中，把从2根发送天线发送的调制信号分别设为调制信号#1、调制信号#2时，调制信号#1的平均发送功率和调制信号#2的平均发送功率怎样设定都可以。例如，在设定为使两个调制信号的平均发送功率不同的情况下，通过应用在一般的无线通信系统中使用的发送功率控制的技术，就可以设定为使调制信号#1的平均发送功率和调制信号#2的平均发送功率不同。此时，发送功率控制既可以按基带信号的状态（例如在使用的调制方式的映射时刻进行发送功率控制），进行信号的功率控制，也可以由天线的近前的功率放大器（power amplifier）进行发送功率控制。

（实施方式F1）

实施方式1-4、实施方式A1、实施方式C1-C7、实施方式D1-D3及实施方式E1中所说明的对预编码后的调制信号规则地变更相位的方法能够对在I-Q平面上映射的任意的基带信号s1和s2应用。因此，在实施方式1-4、实施方式A1、实施方式C1-C7、实施方式D1-D3及实施方式E1中，对于基带信号s1和s2未详细说明。另一方面，例如在将对预编码后的调制信号规则地变更相位的方法应用于从纠错编码后的数据所生成的基带信号s1和s2的情况下，存在通过控制s1和s2的平均功率（平均值）来获得更加良好的接收品质的可能性。在本实施方式中，说明针对从纠错编码后的数据所生成的基带信号s1和s2，应用对预编码后的调制信号规则地变更相位的方法时的s1和s2的平均功率（平均值）的设定方法。

在此，作为一例，对基带信号s1应用的调制方式设为QPSK，对基带信号s2应用的调制方式设为16QAM，进行说明。

由于s1的调制方式是QPSK，因而s1每1码元传输2比特的数据。将该传输的2比特命名为b0、b1。与之相对，由于s2的调制方式是16QAM，因而s2每1码元传输4比特的数据。将该传输的4比特命名为b2、b3、b4、b5。发送装置发送由s1的1码元和s2的1码元构成的1时隙，因而每1时隙传输b0、b1、b2、b3、b4、b5的6比特的数据。

例如，在作为I-Q平面上16QAM的信号点配置的一例的图80中，（b2、b3、b4、b5）＝（0、0、0、0）被映射为（I、Q）＝（3×g、3×g），（b2、b3、b4、b5）＝（0、0、0、1）被映射为（I、Q）＝（3×g、1×g），（b2、b3、b4、b5）＝（0、0、1、0）被映射为（I、Q）＝（1×g、3×g），（b2、b3、b4、b5）＝（0、0、1、1）被映射为（I、Q）＝（1×g、1×g），（b2、b3、b4、b5）＝（0、1、0、0）被映射为（I、Q）＝（3×g、-3×g），…，（b2、b3、b4、b5）＝（1、1、1、0）被映射为（I、Q）＝（-1×g、-3×g），（b2、b3、b4、b5）＝（1、1、1、1）被映射为（I、Q）＝（-1×g、-1×g）。还有，图80的右上部所示的b2到b5分别表示和I-Q平面上所示的数值各自的比特之间的排列。

另外，在作为I-Q平面上的QPSK的信号点配置的一例的图81中，（b0、b1）＝（0、0）被映射为（I、Q）＝（1×h、1×h），（b0、b1）＝（0、1）被映射为（I、Q）＝（1×h、-1×h），（b0、b1）＝（1、0）被映射为（I、Q）＝（-1×h、1×h），（b0、b1）＝（1、1）被映射为（I、Q）＝（-1×h、-1×h）。还有，图81的右上部所示的b0、b1分别表示和I-Q平面上所示的数值各自的比特之间的排列。

这里，假定使s1的平均功率和s2的平均功率相等的情况，也就是图81所示的h以下述公式（78）来表达，图80所示的g以下述公式（79）来表达的情况。

[数式78]

$h=\frac{z}{\sqrt{2}}$ …式(78)

[数式79]

$g=\frac{z}{\sqrt{10}}$ …式(79)

图82表示此时的接收装置获得的对数似然比的关系。图82是示意地表示在接收装置求出对数似然比时，上述b0到b5的对数似然比的绝对值的图。在图82中，8200是b0的对数似然比的绝对值，8201是b1的对数似然比的绝对值，8202是b2的对数似然比的绝对值，8203是b3的对数似然比的绝对值，8204是b4的对数似然比的绝对值，8205是b5的对数似然比的绝对值。此时，如图82所示，若比较以QPSK传输的b0及b1的对数似然比的绝对值和以16QAM传输的b2到b5的对数似然比的绝对值，则b0及b1的对数似然比的绝对值比b2到b5的对数似然比的绝对值大。这也就是说b0及b1的接收装置中的可靠性比b2到b5的接收装置中的可靠性更高。其原因为，在图80中将g设为公式（79）那样时，QPSK的I-Q平面上的信号点的最小欧式距离为

[数式80]

$\sqrt{2}z$ …式(80)

与之相对，在图81中，将h设为公式（78）的那样时，QPSK的I-Q平面上信号点的最小欧式距离为

[数式81]

$\frac{2}{\sqrt{10}}z$ …式(81)

接收装置在该状况下进行纠错解码（例如在通信系统使用LDPC码的情况下，是和乘积解码等的可靠性传播解码）的情况下，由于“b0及b1的对数似然比的绝对值比b2到b5的对数似然比的绝对值大”这样的可靠性之差，因而受到b2到b5的对数似然比的绝对值的影响，产生接收装置的数据接收品质变坏这样的课题。

为了克服该课题，如图83所示，和图82相比，“减小b0及b1的对数似然比的绝对值和b2到b5的对数似然比的绝对值之差”即可。

因此，考虑“使s1的平均功率（平均值）和s2的平均功率（平均值）不同”。在图84、图85中表示，功率变更部（在此，虽然称为功率变更部，但是也可以称为振幅变更部、加权部。）及与加权合成（预编码）部相关的信号处理部的结构例。还有，在图84中，对于和图3、图6同样进行动作的部分附上相同的符号。另外，在图85中，对于和图3、图6、图84同样进行动作的部分附上相同的符号。

下面，有关功率变更部的动作，说明数个例子。

（例1）

首先，使用图84来说明动作的一例。还有，s1（t）设为调制方式QPSK的基带信号（映射后的信号），映射方法如图81所示，h如公式（78）所示。另外，s2（t）设为调制方式16QAM的基带信号（映射后的信号），映射方法如图80所示，g如公式（79）所示。还有，t是时间，在本实施方式中，以时间轴方向为例进行说明。

功率变更部（8401B）以调制方式16QAM的基带信号（映射后的信号）307B及控制信号（8400）为输入，基于控制信号（8400），假设用于所设定的功率变更的值为u，则输出将调制方式16QAM的基带信号（映射后的信号）307B放大u倍后的信号（8402B）。还有，u设为实数，并设为u＞1.0。假设对预编码后的调制信号规则地变更相位的方法中的预编码矩阵为F，用于规则地进行相位变更的相位变更值为y（t）（y（t）是绝对值为1的虚数（包括实数），也就是说可以表达为e^jθ(t）），则下面的公式成立。

[数式82]

$\left(\begin{array}{c}z1\left(t\right)\\ z2\left(t\right)\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& y\left(t\right)\end{array}\right)F\left(\begin{array}{cc}{e}^{j0}& 0\\ 0& {\mathrm{ue}}^{j0}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}s1\left(t\right)\\ s2\left(t\right)\end{array}\right)$

$=\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& y\left(t\right)\end{array}\right)F\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& u\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}s1\left(t\right)\\ s2\left(t\right)\end{array}\right)$ …式(82)

                                      30

因此，QPSK的平均功率和16QAM的平均功率之比设定为1：u²。由此，成为获得图83所示的对数似然比的绝对值的接收状态，因而可以使接收装置中数据的接收品质得到提高。

例如，如果针对QPSK的平均功率和16QAM的平均功率之比1：u²，将u设定为

[数式83]

$u=\sqrt{5}$ …式(83)

则可以使QPSK的I-Q平面上的信号点的最小欧式距离和16QAM的I-Q平面上的信号点的最小欧式距离相等，存在获得良好的接收品质的可能性。

但是，使2个不同的调制方式的I-Q平面上的信号点的最小欧式距离相等这样的条件归根结底是设定QPSK的平均功率和16QAM的平均功率之比的方法的一例。例如，根据纠错编码所使用的纠错码的码长度或编码率等其他条件的不同，如果将用于功率变更的值u的值设定为和2个不同的调制方式的I-Q平面上的信号点的最小欧式距离相等的值不同的值（较大的值或较小的值），则存在获得良好的接收品质的可能性。另外，若考虑到增大接收时获得的候选信号点的开头距离，则例如作为一例可以想到如下的方法

[数式84]

$u=\sqrt{2}$ …式(84)

但是根据作为系统要求的要求条件，适当设定。关于细节，将在下面说明。

以往，发送功率控制一般根据来自通信对象的反馈信息，进行发送功率的控制。在本实施方式中，本发明的特征为，和来自通信对象的反馈信息无关地控制发送功率，有关这一点进行详细说明。

在上面，说明了“根据控制信号（8400）设定用于功率变更的值u”，但是在下面，详细说明用来使接收装置中的数据的接收品质得到进一步提高的、根据控制信号（8400）的功率变更所用的值u的设定方法。

（例1-1）

说明在发送装置支持多个块长度（构成编码后的1块的比特数，也称为码长度）的纠错码时，按照对在s1及s2的生成中使用的数据施加的纠错码的块长度，设定s1及s2的平均功率（平均值）的方法。

作为纠错码，例如有进行了截尾的Turbo码或者双二进制Turbo码及LDPC码那样的块码，在很多的通信系统或者广播系统中，支持多个块长度。实施了从所支持的多个块长度选择的块长度的纠错编码之后的编码后的数据被分配给2个系统。给2个系统分配的编码后的数据分别以s1的调制方式和s2的调制方式来调制，生成基带信号（映射后的信号）s1（t）及s2（t）。

控制信号（8400）是表示上述选择的纠错码的块长度的信号，功率变更部（8401B）按照控制信号（8400）来设定用于功率变更的值u。

本发明的特征为，功率变更部（8401B）按照控制信号（8400）所示的选择出的块长度来设定功率变更所用的值u。在此，以u_LX这样的形式来记述依据块长度X的功率变更所用的值。

例如，在作为块长度选择了1000的情况下，功率变更部（8401B）设定用于功率变更的值u_L1000，在作为块长度选择了1500的情况下，功率变更部（8401B）设定用于功率变更的值u_L1500，在作为块长度选择了3000的情况下，功率变更部（8401B）设定用于功率变更的值u_L3000。此时，例如，有时通过将u_L1000、u_L1500、u_L3000分别设为不同的值，能够在各码长度时，获得较高的纠错能力。但是，根据设定的码长度的不同，有时即便变更用于功率变更的值也无法获得效果。这时，即使变更码长度，也不需要变更用于功率变更的值。（例如，有时u_L1000＝u_L1500。重要的是，在（u_L1000、u_L1500、u_L3000）之中，存在2个以上的值。）

上面以3个码长度的情况为例进行了说明，但是并不限于此，重要的是，在发送装置中，当能够设定2个以上码长度时，存在2个以上可设定的用于功率变更的值，当设定了码长度时，发送装置可以从多个可设定的用于功率变更的值之中选择任一个用于功率变更的值，来进行功率变更。

（例1-2）

说明在发送装置支持多个编码率的纠错码的情况下，按照对在s1及s2生成中使用的数据所施加的纠错码的编码率，来设定s1及s2的平均功率（平均值）的方法。

作为纠错码，例如有进行了截尾后的Turbo码或者双二进制Turbo码及LDPC码那样的块码，在很多的通信系统或者广播系统中，支持多个编码率。实施了从所支持的多个编码率选择出的编码率的纠错编码之后的编码后的数据被分配给2个系统。给2个系统所分配的编码后的数据分别以s1的调制方式和s2的调制方式来调制，生成基带信号（映射后的信号）s1（t）及s2（t）。

控制信号（8400）是表示上述选择的纠错码的编码率的信号，功率变更部（8401B）按照控制信号（8400）来设定功率变更所用的值u。

本发明的特征为，功率变更部（8401B）按照控制信号（8400）所示的选择出的编码率来设定功率变更所用的值u。在此，以u_rX这样的形式来记述依据编码率rx的功率变更所用的值。

例如，在作为编码率选择了r1的情况下，功率变更部（8401B）设定用于功率变更的值u_r1，在作为编码率选择了r2的情况下，功率变更部（8401B）设定用于功率变更的值u_r2，在作为编码率选择了r3的情况下，功率变更部（8401B）设定用于功率变更的值u_r3。此时，例如有时通过将u_r1、u_r2、u_r3分别设为不同的值，能够在各编码率时获得较高的纠错能力。但是，根据设定的编码率的不同，有时即便变更用于功率变更的值也无法获得效果。此时，即使变更编码率，但是不需要变更用于功率变更的值。（例如，有时u_r1＝u_r2。重要的是，在（u_r1、u_r2、u_r3）中存在2个以上的值。）

还有，作为上述r1、r2、r3的一例，在纠错码为LDPC码的情况下，认为分别是1/2、2/3、3/4这样的编码率。

上面以3个编码率的情况为例进行了说明，但是并不限于此，重要的是，在发送装置中，当能够设定2个以上编码率时，存在2个以上可设定的用于功率变更的值，当设定了编码率时，发送装置可以从多个可设定的用于功率变更的值之中选择任一个用于功率变更的值，来进行功率变更。

（例1-3）

为了接收装置获得更好的数据接收品质，重要的是实施下面的例子。

说明在发送装置支持多个调制方式的情况下，按照在s1及s2的生成中使用的调制方式来设定s1及s2的平均功率（平均值）的方法。

在此，作为例子，考虑将s1的调制方式固定为QPSK，通过控制信号，将s2的调制方式从16QAM变更为64QAM（或者能够进行16QAM、64QAM任一个的设定的）的情形。还有，在将s2（t）的调制方式设为64QAM的情况下，作为s2（t）的映射方法，如图86所示，在图86中，k为

[数式85]

$k=\frac{z}{\sqrt{42}}$ …式(85)

若进行了这种映射，则在QPSK时对于图81将h设为公式（78）的时候和在16QAM时对于图80将g设为公式（79）的时候，平均功率相等。另外，64QAM的映射根据6比特的输入而由I，Q的值决定，有关这一点，可以和QPSK、16QAM映射的说明同样地实施。

也就是说，在作为I-Q平面上的64QAM的信号点配置的一例的图86中，（b0、b1、b2、b3、b4、b5）＝（0、0、0、0、0、0）被映射为（I、Q）＝（7×k、7×k），（b0、b1、b2、b3、b4、b5）＝（0、0、0、0、0、1）被映射为（I、Q）＝（7×k、5×k），（b0、b1、b2、b3、b4、b5）＝（0、0、0、0、1、0）被映射为（I、Q）＝（5×k、7×k），（b0、b1、b2、b3、b4、b5）＝（0、0、0、0、1、1）被映射为（I、Q）＝（5×k、5×k），（b0、b1、b2、b3、b4、b5）＝（0、0、0、1、0、0）被映射为（I、Q）＝（7×k、1×k），····，（b0、b1、b2、b3、b4、b5）＝（1、1、1、1、1、0）被映射为（I、Q）＝（-3×k、-1×k），（b0、b1、b2、b3、b4、b5）＝（1、1、1、1、1、1）被映射为（I、Q）＝（-3×k、-3×k）。还有，图86的右上部所示的b0到b5分别表示和I-Q平面上所示的数值各自的比特之间的排列。

在图84中，在s2的调制方式为16QAM时，功率变更部8401B设定为u＝u₁₆，在s2的调制方式为64QAM时，设定为u＝u₆₄。此时，假设根据最小欧式距离的关系，为u₁₆＜u₆₄，则在s2的调制方式为16QAM、64QAM之中的任一个的情况下，接收装置都可以获得较高的数据接收品质。

还有，在上面的说明中，设为“将s1的调制方式固定为QPSK”进行了说明，考虑“将s2的调制方式固定为QPSK”。此时，对固定的调制方式（在此为QPSK）不进行功率变更，而对多个可设定的调制方式（在此为16QAM和64QAM）进行功率变更。也就是说，这种情况下，发送装置不是图84所示的结构，而是从图84所示的结构去除功率变更部8401B，在s1（t）侧设置功率变更部。于是，在将固定的调制方式（在此为QPSK）设定到s2中时，下面的关系式（86）成立。

[数式86]

$\left(\begin{array}{c}z1\left(t\right)\\ z2\left(t\right)\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& y\left(t\right)\end{array}\right)F\left(\begin{array}{cc}u{e}^{j0}& 0\\ 0& e^{j0}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}s1\left(t\right)\\ s2\left(t\right)\end{array}\right)$

$=\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& y\left(t\right)\end{array}\right)F\left(\begin{array}{cc}u& 0\\ 0& 1\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}s1\left(t\right)\\ s2\left(t\right)\end{array}\right)$ …式(86)

于是，即便“将s2的调制方式固定为QPSK，将s1的调制方式从16QAM变更为64QAM（设定为16QAM、64QAM的任一个）”，设为u₁₆＜u₆₄即可。（还有，在16QAM时为了功率变更而相乘的值是u₁₆，在64QAM时为了功率变更而相乘的值是u₆₄，QPSK不进行功率变更。）

另外，在能够对（s1的调制方式，s2的调制方式）的组进行（QPSK，16QAM）或者（16QAM，QPSK）或者（QPSK，64QAM）或者（64QAM，QPSK）任一个的设定时，满足u₁₆＜u₆₄的关系即可。

下面，针对一般化后的情形，说明上述的内容。

将s1的调制方式设为固定，设为I-Q平面上的信号点的个数为c个的调制方式C。另外，作为s2的调制方式，能够设定I-Q平面上的信号点的个数为a个的调制方式A和I-Q平面上的信号点的个数为b个的调制方式B（a＞b＞c）的任一个。（其中，调制方式A的s2时刻的平均功率值（平均值）和调制方式B的s2时刻的平均功率值（平均值）相等。）

此时，在作为s2的调制方式而设定了调制方式A时，将设定的功率变更所用的值设为u_a。另外，在作为s2的调制方式而设定了调制方式B时，将设定的功率变更所用的值设为u_b。此时，假设u_b＜u_a，则接收装置可以获得较高的数据接收品质。

考虑对固定的调制方式（在此为调制方式C）不进行功率变更，而对多个可设定的的调制方式（在此为调制方式A和调制方式B）进行功率变更。于是，即便在“将s2的调制方式固定为调制方式C，将s1的调制方式从调制方式A变更为调制方式B（设定为调制方式A、调制方式B任一个”的情况下，设为u_b＜u_a即可。另外，在能够对（s1的调制方式，s2的调制方式）的组进行（调制方式C，调制方式A）或者（调制方式A，调制方式C）或者（调制方式C，调制方式B）或者（调制方式B，调制方式C）任一个的设定的情况下，满足u_b＜u_a的关系即可。

（例2）

使用图84来说明和例1不同的动作例。还有，s1（t）设为调制方式64QAM的基带信号（映射后的信号），映射方法如图86所示，k如公式（85）所示。另外，s2（t）设为调制方式16QAM的基带信号（映射后的信号），映射方法如图80所示，g如公式（79）所示。还有，t是时间，在本实施方式中，将以时间轴方向为例进行说明。

功率变更部（8401B）以调制方式16QAM的基带信号（映射后的信号）307B及控制信号（8400）为输入，根据控制信号（8400），假设所设定的功率变更所用的值为u，则输出将调制方式16QAM的基带信号（映射后的信号）307B放大u倍后的信号（8402B）。还有，u设为实数，并设为u＜1.0。假设对预编码后的调制信号规则地变更相位的方法中的预编码矩阵为F，规则地进行相位变更所用的相位变更值为y（t）（y（t）是绝对值为1的虚数（包括实数），也就是说，可以表达为e^jθ(t)），则公式（82）成立。

从而，64QAM的平均功率和16QAM的平均功率之比设定为1：u²。据此，成为图83的那种接收状态，因而可以使接收装置中数据的接收品质得到提高。

以往，发送功率控制一般基于来自通信对象的反馈信息，进行发送功率的控制。在本实施方式中，本发明的特征为，和来自通信对象的反馈信息无关地控制发送功率，对于这一点进行说明。

在上面，说明了“通过控制信号（8400）来设定用于功率变更的值u”，但是在下面，详细说明用来使接收装置中数据的接收品质得到进一步提高的、基于控制信号（8400）的功率变更所用的值u的设定方法。

（例2-1）

说明在发送装置支持多个块长度（是构成编码后的1块的比特数，也称为码长度）的纠错码时，按照对在s1及s2的生成中使用的数据所施加的纠错码的块长度，来设定s1及s2的平均功率（平均值）的方法。

作为纠错码，例如有进行了截尾的Turbo码或双二进制Turbo码及LDPC码那样的块码，在很多的通信系统或者广播系统中，支持多个块长度。实施了从所支持的多个块长度选择出的块长度的纠错编码之后的编码后的数据被分配给2个系统。给2个系统所分配的编码后的数据分别以s1的调制方式和s2的调制方式来调制，生成基带信号（映射后的信号）s1（t）及s2（t）。

控制信号（8400）是表示上述选择出的纠错码的块长度的信号，功率变更部（8401B）按照控制信号（8400）来设定功率变更所用的值u。

本发明的特征为，功率变更部（8401B）按照控制信号（8400）所示的选择出的块长度来设定功率变更所用的值u。在此，以u_LX这样的形式记述依据块长度X的功率变更所用的值。

例如，在作为块长度选择了1000的情况下，功率变更部（8401B）设定用于功率变更的值u_L1000，在作为块长度选择了1500的情况下，功率变更部（8401B）设定用于功率变更的值u_L1500，在作为块长度选择了3000的情况下，功率变更部（8401B）设定用于功率变更的值u_L3000。此时，例如有时通过将u_L1000、u_L1500、u_L3000分别设为不同的值，能够在各码长度时，获得较高的纠错能力。但是，根据设定的码长度的不同，有时即便变更功率变更所用的值也无法获得效果。这时，即使变更码长度，但不需要变更用于功率变更的值。（例如，有时u_L1000＝u_L1500。重要的是，在（u_L1000、u_L1500、u_L3000）之中，存在2个以上的值。）

上面以3个码长度的情形为例进行了说明，但是并不限于此，重要的是，在发送装置中，当能够设定2个以上码长度时，存在2个以上可设定的用于功率变更的值，当设定了码长度时，发送装置可以从多个可设定的用于功率变更的值之中选择任一个用于功率变更的值，来进行功率变更。

（例2-2）

说明在发送装置支持多个编码率的纠错码的情况下，按照对在s1及s2的生成中使用的数据所施加的纠错码的编码率，来设定s1及s2的平均功率（平均值）的方法。

作为纠错码，例如有进行了截尾的Turbo码或双二进制Turbo码及LDPC码那样的块码，在很多的通信系统或者广播系统中，支持多个编码率。实施了从所支持的多个编码率选择出的编码率的纠错编码之后的编码后的数据被分配给2个系统。给2个系统所分配的编码后的数据分别以s1的调制方式和s2的调制方式来调制，生成基带信号（映射后的信号）s1（t）及s2（t）。

控制信号（8400）是表示上述选择的纠错码的编码率的信号，功率变更部（8401B）按照控制信号（8400）来设定功率变更所用的值u。

本发明的特征为，功率变更部（8401B）按照控制信号（8400）所示的选择出的编码率来设定用于功率变更的值u。在此，以u_rX这样的形式记述依据块长度X的功率变更所用的值。

例如，在作为编码率选择了r1的情况下，功率变更部（8401B）设定用于功率变更的值u_r1，在作为编码率选择了r2的情况下，功率变更部（8401B）设定用于功率变更的值u_r2，在作为编码率选择了r3的情况下，功率变更部（8401B）设定用于功率变更的值u_r3。此时，例如有时通过将u_r1、u_r2、u_r3分别设为不同的值，能够在编码率之时，获得较高的纠错能力。但是，根据设定的编码率的不同，有时即便变更功率变更所用的值也无法获得效果。这时，即使变更编码率，但不需要变更功率变更所用的值。（例如，有时u_r1＝u_r2。重要的是，在（u_r1、u_r2、u_r3）之中，存在2个以上的值。）

还有，作为上述r1、r2、r3的一例，在纠错码为LDPC码的情况下，认为分别是1/2、2/3、3/4这样的编码率。

上面以3个编码率的情况为例进行了说明，但是并不限于此，重要的是，在发送装置中，当能够设定2个以上编码率时，存在2个以上可设定的用于功率变更的值，当设定了编码率时，发送装置可以从多个可设定的用于功率变更的值之中选择任一个用于功率变更的值，来进行功率变更。

（例2-3）

为了接收装置获得更好的数据接收品质，重要的是实施下面的例子。

说明在发送装置支持多个调制方式的情况下，按照在s1及s2的生成中使用的调制方式来设定s1及s2的平均功率（平均值）的方法。

在此，作为例子，考虑将s1的调制方式固定为64QAM，通过控制信号，将s2的调制方式从16QAM变更为QPSK（或者能够进行16QAM、QPSK任一个的设定的）情形。在将s1的调制方式设为64QAM的情况下，作为s1（t）的映射方法，如图86所示，在图86中k是公式（85）。在将s2的调制方式设为16QAM的情况下，作为s2（t）的映射方法，如图80所示，在图80中g是公式（79），另外，在将s2（t）的调制方式设为QPSK的情况下，作为s2（t）的映射方法，如图81所示，在图81中h是公式（78）。

若进行了这种映射，则在16QAM的情况和QPSK的情况下平均功率（平均值）相等。

在图84中，在s2的调制方式为16QAM时，功率变更部8401B设定为u＝u₁₆，在s2的调制方式为QPSK时，设定为u＝u₄。此时，假设根据最小欧式距离的关系，为u₄＜u₁₆，则即便在s2调制方式为16QAM、QPSK之中的任一个的情况下，接收装置都可以获得较高的数据接收品质。

还有，在上面的说明中，说明了“将s1的调制方式固定为64QAM”，但是即便“将s2的调制方式固定为64QAM，将s1的调制方式从16QAM变更为QPSK（设定为16QAM、QPSK的任一个）”，也设为u₄＜u₁₆即可（只要和例1-3中的说明同样地靠即可。）。（还有，在16QAM时为了功率变更而相乘的值是u₁₆，在QPSK时为了功率变更而相乘的值是u₄，64QAM不进行功率变更。）另外，在能够对（s1的调制方式，s2的调制方式）的组进行（64QAM，16QAM）或者（16QAM，64QAM）或者（64QAM，QPSK）或者（QPSK，64QAM）任一个的设定时，满足u₄＜u₁₆的关系即可。

下面，针对一般化的情形，说明上述内容。

将s1的调制方式设为固定，设为I-Q平面上的信号点的个数为c个的调制方式C。另外，作为s2的调制方式，能够设定I-Q平面上的信号点的个数为a个的调制方式A和I-Q平面上的信号点的个数为b个的调制方式B（c＞b＞a）的任一个。（其中，调制方式A的s2时刻的平均功率值（平均值）和调制方式B的s2时刻的平均功率值（平均值）相等。）

此时，在作为s2的调制方式，设定了调制方式A时，将设定的用于功率变更的值设为u_a。另外，在作为s2的调制方式，设定了调制方式B时，将设定的用于功率变更的值设为u_b。此时，假设u_a＜u_b，则接收装置可以获得较高的数据接收品质。

考虑对固定的调制方式（在此为调制方式C）不进行功率变更，而对多个可设定的调制方式（在此为调制方式A和调制方式B）进行功率变更。于是，即便在“将s2的调制方式固定为调制方式C，将s1的调制方式从调制方式A变更为调制方式B（设定为调制方式A、调制方式B任一个）”的情况下，也设为u_a＜u_b即可。另外，在能够对（s1的调制方式，s2的调制方式）的组进行（调制方式C，调制方式A）或者（调制方式A，调制方式C）或者（调制方式C，调制方式B）或者（调制方式B，调制方式C）任一个的设定时，满足u_a＜u_b的关系即可。

（例3）

使用图8，来说明和例1不同的动作例。还有，s1（t）设为调制方式16QAM的基带信号（映射后的信号），映射方法如图80所示，g如公式（79）所示。另外，s2（t）设为调制方式64QAM的基带信号（映射后的信号），映射方法如图86所示，k如公式（85）所示。还有，t是时间，在本实施方式中，将以时间轴方向为例进行说明。

功率变更部（8401B）以调制方式64QAM的基带信号（映射后的信号）307B及控制信号（8400）为输入，通过控制信号（8400），假设所设定的用于功率变更的值为u，则输出将调制方式64QAM的基带信号（映射后的信号）307B放大u倍后的信号（8402B）。还有，u设为实数，并设为u＞1.0。假设对预编码后的调制信号规则地变更相位的方法中的预编码矩阵为F，规则地进行相位变更所用的相位变更值为y（t）（y（t）是绝对值为1的虚数（包括实数），也就是说可以表达为e^jθ(t）），则公式（82）成立。

从而，16QAM的平均功率和64QAM的平均功率之比设定为1：u²。据此，成为图83的那种接收状态，因而可以提高接收装置中数据的接收品质。

以往，发送功率控制一般基于来自通信对象的反馈信息，进行发送功率的控制。在本实施方式中，本发明的特征为，和来自通信对象的反馈信息无关地控制发送功率，有关这一点进行详细说明。

在上面，说明了“通过控制信号（8400），设定功率变更所用的值u”，但是在下面，详细说明用来使接收装置中数据的接收品质得到进一步提高的基于控制信号（8400）的功率变更所用的值u的设定方法。

（例3-1）

说明在发送装置支持多个块长度（构成编码后的1块的比特数，也称为码长度）的纠错码时，按照对在s1及s2的生成中使用的数据所实施的纠错码的块长度，来设定s1及s2的平均功率（平均值）的方法。

作为纠错码，例如有进行了截尾的Turbo码或者双二进制Turbo码及LDPC码那样的块码，在很多的通信系统或者广播系统中，支持多个块长度。实施了从所支持的多个块长度选择出的块长度的纠错编码之后的编码后的数据被分配给2个系统。给2个系统所分配的编码后的数据分别以s1的调制方式和s2的调制方式来调制，生成基带信号（映射后的信号）s1（t）及s2（t）。

控制信号（8400）是表示上述选择出的纠错码的块长度的信号，功率变更部（8401B）按照控制信号（8400）来设定功率变更所用的值u。

本发明的特征为，功率变更部（8401B）按照控制信号（8400）所示的选择出的块长度来设定功率变更所用的值u。在此，以u_LX这样的形式记述依据块长度X的功率变更所用的值。

例如，在作为块长度选择了1000的情况下，功率变更部（8401B）设定用于功率变更的值u_L1000，在作为块长度选择了1500的情况下，功率变更部（8401B）设定用于功率变更的值u_L1500，在作为块长度选择了3000的情况下，功率变更部（8401B）设定用于功率变更的值u_L3000。此时，例如有时通过将u_L1000、u_L1500、u_L3000设为分别不同值，能够在各码长度之时，获得较高的纠错能力。但是，根据设定的码长度的不同，有时即便变更功率变更所用的值也无法获得效果。这时，即使变更码长度，但不需要变更功率变更所用的值。（例如，有时u_L1000＝u_L1500。重要的是，在（u_L1000、u_L1500、u_L3000）之中，存在2个以上的值。）

上面以3个码长度的情形为例进行了说明，但是并不限于此，重要的是，在发送装置中，当能够设定2个以上码长度时，存在2个以上可设定的用于功率变更的值，当设定了码长度时，发送装置可以从多个可设定的用于功率变更的值之中选择任一个功率变更所用的值来进行功率变更。

（例3-2）

说明在发送装置支持多个编码率的纠错码时，按照对在s1及s2的生成中使用的数据所施加的纠错码的编码率，来设定s1及s2的平均功率（平均值）的方法。

作为纠错码，例如有进行了截尾的Turbo码或者双二进制Turbo码及LDPC码那样的块码，在很多的通信系统或者广播系统中，支持多个编码率。实施了从所支持的多个编码率选择出的编码率的纠错编码之后的编码后的数据被分配给2个系统。给2个系统所分配的编码后的数据分别以s1的调制方式和s2的调制方式来调制，生成基带信号（映射后的信号）s1（t）及s2（t）。

控制信号（8400）是表示上述选择出的纠错码的编码率的信号，功率变更部（8401B）按照控制信号（8400）来设定功率变更所用的值u。

本发明的特征为，功率变更部（8401B）按照控制信号（8400）所示的选择出的编码率来设定功率变更所用的值u。在此，以u_rx这样的形式记述依据编码率rx的功率变更所用的值。

例如，在作为编码率选择了r1的情况下，功率变更部（8401B）设定用于功率变更的值u_r1，在作为编码率选择了r2的情况下，功率变更部（8401B）设定用于功率变更的值u_r2，在作为编码率选择了r3的情况下，功率变更部（8401B）设定用于功率变更的值u_r3。此时，例如有时通过将u_r1、u_r2、u_r3分别设为不同的值，能够在各编码率之时，获得较高的纠错能力。但是，根据设定的编码率的不同，有时即便变更功率变更所用的值也无法获得效果。这时，即使变更编码率，但不需要变更用于功率变更的值。（例如，有时u_r1＝u_r2。重要的是，在（u_r1、u_r2、u_r3）之中存在2个以上的值。）

还有，作为上述r1、r2、r3的一例，在纠错码为LDPC码的情况下，认为分别是1/2、2/3、3/4这样的编码率。

上面以3个编码率的情形为例进行了说明，但是并不限于此，重要的是，在发送装置中，当能够设定2个以上编码率时，存在2个以上可设定的用于功率变更的值，当设定了编码率时，发送装置可以从多个可设定的功率变更所用的值之中选择任一个功率变更所用的值来进行功率变更。

（例3-3）

为了接收装置获得更好的数据接收品质，重要的是实施下面的例子。

说明在发送装置支持多个调制方式的情况下，按照在s1及s2的生成中使用的调制方式，来设定s1及s2的平均功率（平均值）的方法。

在此，作为例子，考虑将s1的调制方式固定为16QAM，通过控制信号，将s2的调制方式从64QAM变更为QPSK（或者能够进行64QAM、QPSK任一个的设定的）情形。在将s1的调制方式设为16QAM的情况下，作为s2（t）的映射方法，如图80所示，在图80中g是公式（79）。在将s2的调制方式设为64QAM的情况下，作为s1（t）的映射方法，如图86所示，在图86中k是公式（85），另外，在将s2（t）的调制方式设为QPSK的情况下，作为s2（t）的映射方法，如图81所示，在图81中h是公式（78）。

若进行了这种映射，则在16QAM的情况和QPSK的情况下平均功率相等。

在图84中，在s2的调制方式为64QAM时设定为u＝u₆₄，在s2的调制方式为QPSK时设定为u＝u₄。此时，假设根据最小欧式距离的关系，为u₄＜u₆₄，则在s2的调制方式为16QAM、64QAM的任一个时，接收装置都可以获得较高的数据接收品质。

还有，在上面的说明中，虽然设为“将s1的调制方式固定为16QAM”进行了说明，但是即使在“将s2的调制方式固定为16QAM，将s1的调制方式从64QAM变更为QPSK（设定为64QAM、QPSK任一个）”的情况下，也设为u₄＜u₆₄即可（只要和例1-3中的说明同样地考虑即可。）。（还有，在64QAM时为了功率变更而相乘的值是u₆₄，在QPSK时为了功率变更而相乘的值是u₄，16QAM不进行功率变更。）另外，在能够对（s1的调制方式，s2的调制方式）的组进行（16QAM，64QAM）或者（64QAM，16QAM）或者（16QAM，QPSK）或者（QPSK，16QAM）任一个的设定时，满足u₄＜u₆₄的关系即可。

下面，针对一般化的情形，说明上述的内容。

将s1设为的调制方式设为固定，设为I-Q平面上的信号点的个数为c个调制方式C。另外，作为s2的调制方式，能够设定I-Q平面上的信号点的个数为a个的调制方式A和I-Q平面上的信号点的个数为b个的调制方式B（c＞b＞a）的任一个。（其中，调制方式A的s2时刻的平均功率值（平均值）和调制方式B的s2时刻的平均功率值（平均值）相等。）

此时，在作为s2的调制方式，设定了调制方式A时，将设定的功率变更所用的值设为u_a。另外，在作为s2的调制方式，设定了调制方式B时，将设定的功率变更所用的值设为u_b。此时，假设u_a＜u_b，则接收装置可以获得较高的数据接收品质。

考虑对固定的调制方式（在此为调制方式C）不进行功率变更，而对多个可设定的调制方式（在此为调制方式A和调制方式B）进行功率变更。于是，即使在“将s2的调制方式固定为调制方式C，将s1的调制方式从调制方式A变更为调制方式B（设定为调制方式A、调制方式B任一个）”的情况下，也设为u_a＜u_b即可。另外，在能够对（s1的调制方式，s2的调制方式）的组进行（调制方式C，调制方式A）或者（调制方式A，调制方式C）或者（调制方式C，调制方式B）或者（调制方式B，调制方式C）任一个的设定时，满足u_a＜u_b的关系即可。

（例4）

在上面，对于变更s1、s2之中的一个功率的情形进行了说明，在此，将说明变更s1、s2双方的功率的情形。

使用图85来说明动作的一例。还有，s1（t）设为调制方式QPSK的基带信号（映射后的信号），映射方法如图81所示，h如公式（78）所示。另外，s2（t）设为调制方式16QAM的基带信号（映射后的信号），映射方法如图80所示，g如公式（79）所示。还有，t是时间，在本实施方式中，将以时间轴方向为例进行说明。

功率变更部（8401A）以调制方式QPSK的基带信号（映射后的信号）307A及控制信号（8400）为输入，基于控制信号（8400），假设所设定的用于功率变更的值为v，则输出将调制方式QPSK的基带信号（映射后的信号）307A放大v倍后的信号（8402A）。

功率变更部（8401B）以调制方式16QAM的基带信号（映射后的信号）307B及控制信号（8400）为输入，基于控制信号（8400），假设所设定的功率变更所用的值为u，则输出将调制方式16QAM的基带信号（映射后的信号）307B放大u倍后的信号（8402B）。而且，设为u＝v×w（w＞1.0）。

假设规则地变更相位的方法中的预编码矩阵为F[t]，则下面的公式（87）成立。

假设对预编码后的调制信号规则地变更相位的方法中的预编码矩阵为F，规则地进行相位变更所用的相位变更值为y（t）（y（t）是绝对值为1的虚数（包括实数），也就是说可以表达为e^jθ(t)），则下面的公式（87）成立。

[数式87]

$\left(\begin{array}{c}z1\left(t\right)\\ z2\left(t\right)\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& y\left(t\right)\end{array}\right)F\left(\begin{array}{cc}v{e}^{j0}& 0\\ 0& {\mathrm{ue}}^{j0}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}s1\left(t\right)\\ s2\left(t\right)\end{array}\right)$

$=\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& y\left(t\right)\end{array}\right)F\left(\begin{array}{cc}v& 0\\ 0& u\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}s1\left(t\right)\\ s2\left(t\right)\end{array}\right)$

$=\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& y\left(t\right)\end{array}\right)F\left(\begin{array}{cc}v& 0\\ 0& v\&times;w\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}s1\left(t\right)\\ s2\left(t\right)\end{array}\right)$ …式(87)

因此，QPSK的平均功率和16QAM的平均功率之比设定为v²：u²＝v²：v²×w²＝1：w²。据此，成为图83的那种接收状态，因而可以使接收装置中数据的接收品质得到提高。

还有，若考虑到公式（83）、公式（84），则QPSK的平均功率和16QAM的平均功率之比认为是v²：u²＝v²：v²×w²＝1：w²＝1：5，或者QPSK的平均功率和16QAM的平均功率之比认为是v²：u²＝v²：v²×w²＝1：w²＝1：2，来作为有效的例子，但是能够根据作为系统要求的要求条件的不同，适当设定。

以往，发送功率控制一般基于来自通信对象的反馈信息，进行发送功率的控制。在本实施方式中，本发明的特征为，和来自通信对象的反馈信息无关地控制发送功率，有关这一点进行详细说明。

在上面，说明了“通过控制信号（8400），设定用于功率变更的值v、u”，但是在下面，详细说明用来使接收装置中数据的接收品质得到进一步提高的根据控制信号（8400）的功率变更所用的值v、u的设定。

（例4-1）

说明在发送装置支持多个块长度（是构成编码后的1块的比特数，也称为码长度）的纠错码时，按照对在s1及s2的生成中使用的数据所施加的纠错码的块长度来设定s1及s2的平均功率（平均值）的方法。

作为纠错码，例如有进行了截尾的Turbo码或者双二进制Turbo码及LDPC码那样的块码，在很多的通信系统或者广播系统中，支持多个块长度。实施了从所支持的多个块长度选择出的块长度的纠错编码之后的编码后的数据被分配给2个系统。给2个系统所分配的编码后的数据分别以s1的调制方式和s2的调制方式来调制，生成基带信号（映射后的信号）s1（t）及s2（t）。

控制信号（8400）是表示上述选择出的纠错码的块长度的信号，功率变更部（8401A）按照控制信号（8400）来设定功率变更所用的值v。同样，功率变更部（8401B）按照控制信号（8400）来设定功率变更所用的值u。

本发明的特征为，功率变更部（8401A、8401B）按照控制信号（8400）所示的选择出的块长度来设定功率变更所用的值v、u。在此，分别以v_LX、u_LX这样的形式记述依据块长度X的功率变更所用的值。

例如，在作为块长度选择了1000的情况下，功率变更部（8401A）设定功率变更所用的值v_L1000，在作为块长度选择了1500的情况下，功率变更部（8401A）设定功率变更所用的值v_L1500，在作为块长度选择了设定3000的情况下，功率变更部（8401A）设定功率变更所用的值v_L3000。

另一方面，在作为块长度选择了1000的情况下，功率变更部（8401B）设定功率变更所用的值u_L1000，在作为块长度选择了1500的情况下，功率变更部（8401B）设定功率变更所用的值u_L1500，在作为块长度选择了3000的情况下，功率变更部（8401B）设定功率变更所用的值u_L3000。

此时，例如有时通过将v_L1000、v_L1500、v_L3000分别设为不同的值，能够在各码长度之时，获得较高的纠错能力。同样，有时通过将u_L1000、u_L1500、u_L3000分别设为不同的值，而能够在各码长度之时，获得较高的纠错能力。但是，根据设定的码长度的不同，有时即便变更功率变更所用的值也无法获得效果。这时，即使变更码长度，但不需要变更功率变更所用的值。（例如，也有时u_L1000＝u_L1500，另外，也有时v_L1000＝v_L1500。重要的是，在（v_L1000、v_L1500、v_L3000）的集合之中，存在2个以上的值。另外，在（u_L1000、u_L1500、u_L3000）的集合之中，存在2个以上的值。）还有，设定v_LX和u_LX使其满足平均功率值之比1：w²的情况如上所示。

上面以3个码长度的情形为例进行了说明，但是并不限于此，一个重要之处为，在发送装置中，当能够设定2个以上码长度时，存在2个以上可设定的用于功率变更的值u_LX，当设定了码长度时，发送装置可以从多个可设定的用于功率变更的值u_LX之中选择任一个用于功率变更的值，来进行功率变更，另外，重要之处还有，在发送装置中，当能够设定2个以上码长度时，存在2个以上可设定的用于功率变更的值v_LX，当设定了码长度时，发送装置可以从多个可设定的用于功率变更的值v_LX之中选择任一个用于功率变更的值，实施功率变更。

（例4-2）

说明在发送装置支持多个编码率的纠错码时，按照对在s1及s2的生成中使用的数据所施加的纠错码的编码率，来设定s1及s2的平均功率（平均值）的方法。

作为纠错码，例如有进行了截尾的Turbo码或者双二进制Turbo码及LDPC码那样的块码，在很多的通信系统或者广播系统中，支持多个编码率。实施了从所支持的多个编码率选择出的编码率的纠错编码之后的编码后的数据被分配给2个系统。给2个系统所分配的编码后的数据分别以s1的调制方式和s2的调制方式来调制，生成基带信号（映射后的信号）s1（t）及s2（t）。

控制信号（8400）是表示上述选择出的纠错码的编码率的信号，功率变更部（8401A）按照控制信号（8400）来设定功率变更所用的值v。另外，功率变更部（8401B）按照控制信号（8400）来设定功率变更所用的值u。

本发明的特征为，功率变更部（8401A、8401B）按照控制信号（8400）所示的选择出的编码率来设定功率变更所用的值v、u。在此，分别以v_rx、u_rx这样的形式记述依据编码率rx的功率变更所用的值。

例如，在作为编码率选择了r1的情况下，功率变更部（8401A）设定用于功率变更的值v_r1，在作为编码率选择了r2的情况下，功率变更部（8401A）设定用于功率变更的值v_r2，在作为编码率选择了r3的情况下，功率变更部（8401A）设定用于功率变更的值v_r3。

另外，在作为编码率选择了r1的情况下，功率变更部（8401B）设定用于功率变更的值u_r1，在作为编码率选择了r2的情况下，功率变更部（8401B）设定用于功率变更的值u_r2，在作为编码率选择了r3的情况下，功率变更部（8401B）设定用于功率变更的值u_r3。

此时，例如有时通过将v_r1、v_r2、v_r3分别设为不同的值，能够在各编码率之时，获得较高的纠错能力。同样，通过将u_r1、u_r2、u_r3分别设为不同的值，能够在各编码率之时，获得较高的纠错能力。但是，根据设定的编码率的不同，有时即便变更功率变更所用的值也无法获得效果。这时，即使变更编码率，但不需要变更功率变更所用的值。（例如，也有时v_r1＝v_r2，另外，也有时u_r1＝u_r2。重要的是，在（v_r1、v_r2、v_r3）的集合之中，存在2个以上的值。另外，在（u_r1、u_r2、u_r3）的集合之中，存在2个以上的值。）还有，设定v_rX和u_rX使之满足平均功率值之比1：w²的情况如上所示。

另外，作为上述r1、r2、r3的一例，在纠错码为LDPC码的情况下，认为分别是1/2、2/3、3/4这样的编码率。

上面以3个编码率的情形为例进行了，但是并不限于此，而重要之处为，在发送装置中，当能够设定2个以上编码率时，存在2个以上可设定的用于功率变更的值u_rx，当设定了编码率时，发送装置可以从多个可设定的用于功率变更的值u_rx之中选择任一个用于功率变更的值，来进行功率变更，另外，重要之处还有，在发送装置中，当能够设定2个以上编码率时，存在2个以上可设定的用于功率变更的值v_rx，当设定了编码率时，发送装置可以从多个可设定的用于功率变更的值v_rx之中选择任一个用于功率变更的值，来进行功率变更。

（例4-3）

为了接收装置获得更好的数据接收品质，重要的是实施下面的例子。

说明在发送装置支持多个调制方式的情况下，按照在s1及s2的生成中使用的调制方式来设定s1及s2的平均功率（平均值）的方法。

在此，作为例子，考虑将s1的调制方式固定为QPSK，基于控制信号，将s2的调制方式从16QAM变更为64QAM（或者，能够进行16QAM、64QAM任一个的设定的）情形。在将s1的调制方式设为QPSK的情况下，作为s1（t）的映射方法，如图81所示，在图81中h是公式（78）。在将s2的调制方式设为16QAM的情况下同，作为s2（t）的映射方法，如图80所示，在图80中g是公式（79），另外，在将s2（t）的调制方式设为64QAM的情况下，作为s2（t）的映射方法，如图86所示，在图86中k是公式（85）。

在图85中，在将s1的调制方式设为QPSK，并且s2的调制方式设为16QAM时，设为v＝α，并进行u＝α×w₁₆设定。此时，QPSK的平均功率和16QAM的平均功率之比为v²：u²＝α²：α²×w₁₆ ²＝1：w₁₆ ²。

而且，在图85中，在将s1的调制方式设为QPSK，并将s2的调制方式设为64QAM时，设为v＝β，并进行u＝β×w₆₄设定。此时，QPSK的平均功率和64QAM的平均功率之比为v：u＝β²：β²×w₆₄ ²＝1：w₆₄ ²。此时，假设根据最小欧式距离的关系，为1.0＜w₁₆＜w₆₄，则在s2的调制方式为16QAM、64QAM的任一个时，接收装置都可以获得较高的数据接收品质。

还有，在上面的说明中，设为“将s1的调制方式固定为QPSK”进行了说明，考虑“将s2的调制方式固定为QPSK”。此时，对固定的调制方式（在此为QPSK）不进行功率变更，而对多个可设定的调制方式（在此为16QAM和64QAM）进行功率变更。于是，在将固定的调制方式（在此，为QPSK）设定到s2中时，下面的关系式（88）成立。

[数式88

$\left(\begin{array}{c}z1\left(t\right)\\ z2\left(t\right)\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& y\left(t\right)\end{array}\right)F\left(\begin{array}{cc}u{e}^{j0}& 0\\ 0& {\mathrm{ve}}^{j0}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}s1\left(t\right)\\ s2\left(t\right)\end{array}\right)$

$=\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& y\left(t\right)\end{array}\right)F\left(\begin{array}{cc}u& 0\\ 0& v\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}s1\left(t\right)\\ s2\left(t\right)\end{array}\right)$

$=\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& y\left(t\right)\end{array}\right)F\left(\begin{array}{cc}v\&times;w& 0\\ 0& v\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}s1\left(t\right)\\ s2\left(t\right)\end{array}\right)$ …式(88)

于是，即便“将s2的调制方式固定为QPSK，将s1的调制方式从16QAM变更为64QAM（设定为16QAM、64QAM任一个”，也设为1.0＜w₁₆＜w₆₄即可。（还有，在16QAM时为了功率变更而相乘的值是u＝α×w₁₆，在64QAM时为了功率变更而相乘的值是u＝β×w₆₄，QPSK的功率变更所用的值在多个可设定的调制方式为16QAM时是v＝α，在多个可设定的调制方式为64QAM时为v＝β。）另外，在能够对（s1的调制方式，s2的调制方式）的组进行（QPSK，16QAM）或者（16QAM，QPSK）或者（QPSK，64QAM）或者（64QAM，QPSK）任一个的设定时，满足1.0＜w₁₆＜w₆₄的关系即可。

下面，针对一般化的情形，说明上述的内容。

在一般化的情况下，将s1的调制方式设为固定，设为I-Q平面上的信号点的个数为c个的调制方式C。作为s2的调制方式，能够设定I-Q平面上的信号点的个数为a个的调制方式A和I-Q平面上信号点的个数为b个的调制方式B（a＞b＞c）的任一个。此时，s1的调制方式为调制方式C，并将其平均功率和作为s2的调制方式设定了调制方式A时的其平均功率之比设为1：w_a ²。s1的调制方式为调制方式C，并将其平均功率和作为s2的调制方式设定了调制方式B时的其平均功率之比设为1：w_b ²。此时，假设w_b＜w_a，则接收装置可以获得较高的数据接收品质。

从而，虽然在上述的例子中设为“将s1的调制方式固定为调制方式C”进行了说明，但是即便在“将s2的调制方式固定为调制方式C，将s1的调制方式从调制方式A变更为调制方式B（设定为调制方式A、调制方式B任一个）”的情况下，有关平均功率，也设为w_b＜w_a即可。（此时，和上面相同，在将调制方式C的平均功率设为1的情况下，调制方式A的平均功率是w_a ²，调制方式B的平均功率是w_b ²。）另外，在能够对（s1的调制方式，s2的调制方式）的组进行（调制方式C，调制方式A）或者（调制方式A，调制方式C）或者（调制方式C，调制方式B）或者（调制方式B，调制方式C）任一个的设定时，有关平均功率，满足w_b＜w_a的关系即可。

（例5）

使用图85，来说明和例4不同的动作例。还有，s1（t）设为调制方式64QAM的基带信号（映射后的信号），映射方法如图86所示，k如公式（85）所示。另外，s2（t）设为调制方式16QAM的基带信号（映射后的信号），映射方法如图80所示，g如公式（79）所示。还有，t是时间，在本实施方式中，将以时间轴方向为例进行说明。

功率变更部（8401A）以调制方式64QAM的基带信号（映射后的信号）307A及控制信号（8400）为输入，基于控制信号（8400），假设所设定的用于功率变更的值为v，则输出将调制方式64QAM的基带信号（映射后的信号）307A放大v倍后的信号（8402A）。

功率变更部（8401B）以调制方式16QAM的基带信号（映射后的信号）307B及控制信号（8400）为输入，基于控制信号（8400），假设所设定的用于功率变更的值为u，则输出将调制方式16QAM的基带信号（映射后的信号）307B放大u倍后的信号（8402B）。而且，设为u＝v×w（w＜1.0）。

假设，对预编码后的调制信号规则地变更相位的方法中的预编码矩阵为F，规则地进行相位变更所用的相位变更值为y（t）（y（t）是绝对值为1的虚数（包括实数），也就是说可以表达为e^jθ(t）），则上述的公式（87）成立。

因此，64QAM的平均功率和16QAM的平均功率之比设定为v²∶u²＝v²：v²×w²＝1：w²。据此，成为图83的那种接收状态，因而可以使接收装置中数据的接收品质得到提高。

以往，发送功率控制一般基于来自通信对象的反馈信息，进行发送功率的控制。在本实施方式中，本发明的特征为，和来自通信对象的反馈信息无关地控制发送功率，有关这一点进行详细说明。

上面说明了“通过控制信号（8400），设定功率变更所用的值v、u”，但是在下面，详细说明用来使接收装置中数据的接收品质得到进一步提高的根据控制信号（8400）的功率变更所用的值v、u的设定。

（例5-1）

说明在发送装置支持多个块长度（是构成编码后的1块的比特数，也称为码长度）的纠错码时，按照对使用于s1及s2生成的数据所施加的纠错码的块长度来设定s1及s2的平均功率（平均值）的方法。

作为纠错码，例如有进行了截尾的Turbo码或者双二进制Turbo码及LDPC码那样的块码，在很多的通信系统或者广播系统中，支持多个块长度。实施了从所支持的多个块长度选择出的块长度的纠错编码之后的编码后的数据被分配给2个系统。给2个系统所分配的编码后的数据分别以s1的调制方式和s2的调制方式来调制，生成基带信号（映射后的信号）s1（t）及s2（t）。

控制信号（8400）是表示上述选择出的纠错码的块长度的信号，功率变更部（8401A）按照控制信号（8400）来设定功率变更所用的值v。同样，功率变更部（8401B）按照控制信号（8400）来设定功率变更所用的值u。

本发明的特征为，功率变更部（8401A、8401B）按照控制信号（8400）所示的选择出的块长度来设定功率变更所用的值v、u。在此，分别以v_LX、u_LX这样的形式记述依据块长度X的功率变更所用的值。

例如，在作为块长度选择了1000的情况下，功率变更部（8401A）设定用于功率变更的值v_L1000，在作为块长度选择了1500的情况下，功率变更部（8401A）设定用于功率变更的值v_L1500，在作为块长度选择了3000的情况下，功率变更部（8401A）设定用于功率变更的值v_L3000。

另一方面，在作为块长度选择了1000的情况下，功率变更部（8401B）设定用于功率变更的值u_L1000，在作为块长度选择了1500的情况下，功率变更部（8401B）设定用于功率变更的值u_L1500，在作为块长度选择了3000的情况下，功率变更部（8401B）设定用于功率变更的值u_L3000。

此时，例如有时通过将v_L1000、v_L1500、v_L3000分别设为不同的值，能够在各码长度之时，获得较高的纠错能力。同样，有时通过将u_L1000、u_L1500、_uL3000分别设为不同的值，而能够在各码长度之时，获得较高的纠错能力。但是，根据设定的码长度的不同，有时即便变更功率变更所用的值也无法获得效果。这时，即使变更码长度，但是不需要变更功率变更所用的值。（例如，也有时u_L1000＝u_L1500，另外，也有时v_L1000＝v_L1500。重要的是，在（v_L1000、v_L1500、v_L3000）的集合之中，存在2个以上的值。另外，在（u_L1000、u_L1500、u_L3000）的集合之中，存在2个以上的值。）还有，设定v_LX和u_LX使之满足平均功率值之比1：w²的情况如上所示。

上面以3个码长度的情形为例进行了说明，但是并不限于此，而一个重要之处为，在发送装置中，当能够设定2个以上码长度时，存在2个以上可设定的用于功率变更的值u_LX，当设定了码长度时，发送装置可以从多个可设定的用于功率变更的值u_LX之中选择任一个用于功率变更的值，来进行功率变更，另外，重要之处还有，在发送装置中，当能够设定2个以上码长度时，存在2个以上可设定的用于功率变更的值v_LX，当设定了码长度时，发送装置可以从多个可设定的用于功率变更所用的值v_LX之中选择任一个用于功率变更的值，来进行功率变更。

（例5-2）

说明在发送装置支持多个编码率的纠错码的情况下，按照对使用于s1及s2生成的数据所施加的纠错码的编码率来设定s1及s2的平均功率（平均值）的方法。

作为纠错码，例如有进行了截尾的Turbo码或者双二进制Turbo码及LDPC码那样的块码，在很多的通信系统或者广播系统中，支持多个编码率。实施了从所支持的多个编码率选择出的编码率的纠错编码之后的编码后的数据被分配给2个系统。给2个系统所分配的编码后的数据分别以s1的调制方式和s2的调制方式来调制，生成基带信号（映射后的信号）s1（t）及s2（t）。

控制信号（8400）是表示上述选择出的纠错码的编码率的信号，功率变更部（8401A）按照控制信号（8400）来设定功率变更所用的值v。另外，功率变更部（8401B）按照控制信号（8400）来设定功率变更所用的值u。

本发明的特征为，功率变更部（8401A、8401B）按照控制信号（8400）所示的选择出的编码率来设定功率变更所用的值v、u。在此，分别以v_rx、u_rx这样的形式记述依据编码率rx的功率变更所用的值。

例如，在作为编码率选择了r1的情况下，功率变更部（8401A）设定用于功率变更的值v_r1，在作为编码率选择了r2的情况下，功率变更部（8401A）设定用于功率变更的值v_r2，在作为编码率选择了r3的情况下，功率变更部（8401A）设定用于功率变更的值v_r3。

另外，在作为编码率选择了r1的情况下，功率变更部（8401B）设定用于功率变更的值u_r1，在作为编码率选择了r2的情况下，功率变更部（8401B）设定用于功率变更的值u_r2，在作为编码率选择了r3的情况下，功率变更部（8401B）设定用于功率变更的值u_r3。

此时，例如有时通过将v_r1、v_r2、v_r3分别设为不同的值，能够在各编码率之时，获得较高的纠错能力。同样，有时通过将u_r1、u_r2、u_r3分别设为不同的值，而能够在各编码率之时，获得较高的纠错能力。但是，根据设定的编码率的不同，有时即便变更功率变更所用的值也无法获得效果。这时，即使变更编码率，但不需要变更功率变更所用的值。（例如，也有时v_r1＝v_r2，另外，也有时u_r1＝u_r2。重要的是，在（v_r1、v_r2、v_r3）的集合之中，存在2个以上的值。另外，在（u_r1、u_r2、u_r3）的集合之中，存在2个以上的值。）还有，设定v_rX和u_rX使之满足平均功率值之比1：w²的情况如上所示。

另外，作为上述r1、r2、r3的一例，在纠错码为LDPC码的情况下，认为分别是1/2、2/3、3/4这样的编码率。

上面以3个编码率的情形例进行了说明，但是并不限于此，而重要之处为，在发送装置中，当能够设定2个以上编码率时，存在2个以上可设定的用于功率变更的值u_rx，当设定了编码率时，发送装置可以从多个可设定的用于功率变更的值u_rx之中选择任一个用于功率变更的值，实施功率变更，另外，重要之处还有，在发送装置中，当能够设定2个以上编码率时，存在2个以上可设定的用于功率变更的值v_rX，当设定了编码率时，发送装置可以从多个可设定的用于功率变更的值v_rX之中选择任一个用于功率变更的值，实施功率变更。

（例5-3）

为了接收装置获得更好的数据接收品质，重要的是实施下面的例子。

说明在发送装置支持多个调制方式的情况下，按照在s1及s2的生成中使用的调制方式来设定s1及s2的平均功率（平均值）的方法。

在此，作为例子，考虑将s1的调制方式固定为64QAM，基于控制信号，将s2的调制方式从16QAM变更为QPSK（或者，能够进行16QAM、QPSK任一个的设定的）情形。在将s1的调制方式设为64QAM的情况下，作为s1（t）的映射方法，如图86所示，在图86中k是公式（85）。在将s2的调制方式设为16QAM的情况下，作为s2（t）的映射方法，如图80所示，在图80中g是公式（79），另外，在将s2（t）的调制方式设为QPSK的情况下，作为s2（t）的映射方法，如图81所示，在图81中h是公式（78）。

在图85中，在将s1的调制方式设为64QAM，并且s2的调制方式设为16QAM时，设为v＝α，并进行u＝α×w₁₆设定。此时，64QAM的平均功率和16QAM的平均功率之比为v²：u²＝α²：α²×w₁₆ ²＝1：w₁₆ ²。

而且，在图85中，在将s1的调制方式设为64QAM，并且s2的调制方式设为QPSK时，设为v＝β，并进行u＝β×w₄设定。此时，64QAM的平均功率和QPSK的平均功率之比为v²：u²＝β²：β²×w₄ ²＝1：w₄ ²。此时，假设根据最小欧式距离的关系，为w₄＜w₁₆＜1.0，则s2的调制方式为16QAM、QPSK的任一个时，接收装置都可以获得较高的数据接收品质。

还有，在上面的说明中，设为“将s1的调制方式固定为64QAM”进行了说明，但是即便“将s2的调制方式固定为64QAM，将s1的调制方式从16QAM变更为QPSK（设定为16QAM、QPSK任一个）”，也设为w₄＜w₁₆＜1.0即可。（只要和例4-3中的说明同样地考虑即可。）。（还有，在16QAM时为了功率变更而相乘的值是u＝α×w₁₆，在QPSK时为了功率变更而相乘的值是u＝β×w₄，64QAM的用于功率变更的值在多个可设定的调制方式为16QAM时是v＝α，在多个可设定的调制方式为QPSK时为v＝β。）另外，在能够对（s1的调制方式，s2的调制方式）的组进行（64QAM，16QAM）或者（16QAM，64QAM）或者（64QAM，QPSK）或者（QPSK，64QAM）任一个的设定时，满足w₄＜w₁₆＜1.0的关系即可。

下面，针对一般化的情形，说明上述的内容。

在一般化的情况下，将s1的调制方式设为固定，设为I-Q平面上的信号点的个数为c个的调制方式C。作为s2的调制方式，能够设定I-Q平面上的信号点的个数为a个的调制方式A和I-Q平面上的信号点的个数为b个的调制方式B（c＞b＞a）的任一个。此时，s1的调制方式为调制方式C，并且将其平均功率和作为s2的调制方式设定了调制方式A时的其平均功率之比设为1：w_a ²。s1的调制方式为调制方式C，并且将其平均功率和作为s2的调制方式设定了调制方式B时的其平均功率之比设为1：w_b ²。此时，假设w_a＜w_b，则接收装置可以获得较高的数据接收品质。

从而，虽然设为“将s1的调制方式固定为调制方式C”进行了说明，但是即便在“将s2的调制方式固定为调制方式C，将s1的调制方式从调制方式A变更为调制方式B（设定为调制方式A、调制方式B任一个）”的情况下，有关平均功率，也设为w_a＜w_b即可。（此时，和上面相同，在将调制方式C的平均功率设为1时，调制方式A的平均功率是w_a ²，调制方式B的平均功率是w_b ²。）另外，在能够对（s1的调制方式，s2的调制方式）的组进行（调制方式C，调制方式A）或者（调制方式A，调制方式C）或者（调制方式C，调制方式B）或者（调制方式B，调制方式C）任一个的设定时，有关平均功率，满足w_a＜w_b的关系即可。

（例6）

使用图85，来说明和例4不同的动作例。还有，s1（t）设为调制方式16QAM的基带信号（映射后的信号），映射方法如图86所示，g如公式（79）所示。另外，s2（t）设为调制方式64QAM的基带信号（映射后的信号），映射方法如图86所示，k如公式（85）所示。还有，t是时间，在本实施方式中，将以时间轴方向为例进行说明。

功率变更部（8401A）以调制方式16QAM的基带信号（映射后的信号）307A及控制信号（8400）为输入，基于控制信号（8400），假设所设定的用于功率变更的值为v，则输出将调制方式16QAM的基带信号（映射后的信号）307A放大v倍后的信号（8402A）。

功率变更部（8401B）以调制方式64QAM的基带信号（映射后的信号）307B及控制信号（8400）为输入，基于控制信号（8400），假设所设定的用于功率变更的值为u，则输出将调制方式64QAM的基带信号（映射后的信号）307B放大u倍后的信号（8402B）。而且，设为u＝v×w（w＜1.0）。

假设，对预编码后的调制信号规则地变更相位的方法中的预编码矩阵为F，规则地进行相位变更所用的相位变更值为y（t）（y（t）是绝对值为1的虚数（包括实数），也就是说可以表达为e^jθ(t）），则上述的公式（87）成立。

从而，64QAM的平均功率和16QAM的平均功率之比设定为v²∶u²＝v²：v²×w²＝1：w²。据此，成为图83的那种接收状态，因而可以使接收装置中数据的接收品质得到提高。

以往，发送功率控制一般基于来自通信对象的反馈信息，进行发送功率的控制。在本实施方式中，本发明的特征为，和来自通信对象的反馈信息无关地控制发送功率，有关这一点进行详细说明。

上面说明了“根据控制信号（8400），来设定功率变更所用的值v、u”，在下面详细说明用来使接收装置中数据的接收品质得到进一步提高的根据控制信号（8400）的功率变更所用的值v、u的设定。

（例6-1）

说明在发送装置支持多个块长度（是构成编码后的1块的比特数，也称为码长度）的纠错码时，按照对使用于s1及s2生成的数据所施加的纠错码的块长度，来设定s1及s2的平均功率（平均值）的方法。

作为纠错码，例如有进行了截尾的Turbo码或者双二进制Turbo码及LDPC码那样的块码，在很多的通信系统或者广播系统中，支持多个块长度。实施了从所支持的多个块长度选择出的块长度的纠错编码之后的编码后的数据被分配给2个系统。给2个系统所分配的编码后的数据分别以s1的调制方式和s2的调制方式来调制，生成基带信号（映射后的信号）s1（t）及s2（t）。

控制信号（8400）是表示上述选择出的纠错码的块长度的信号，功率变更部（8401A）按照控制信号（8400）来设定功率变更所用的值v。同样，功率变更部（8401B）按照控制信号（8400）来设定功率变更所用的值u。

本发明的特征为，功率变更部（8401A、8401B）按照控制信号（8400）所示的选择出的块长度来设定功率变更所用的值v、u。在此，分别以v_LX、u_LX这样的形式记述依据块长度X的功率变更所用的值。

例如，在作为块长度选择了1000的情况下，功率变更部（8401A）设定用于功率变更的值v_L1000，在作为块长度选择了1500的情况下，功率变更部（8401A）设定用于功率变更的值v_L1500，在作为块长度选择了3000的情况下，功率变更部（8401A）设定用于功率变更的值v_L3000。

另一方面，在作为块长度选择了1000的情况下，功率变更部（8401B）设定用于功率变更的值u_L1000，在作为块长度选择了1500的情况下，功率变更部（8401B）设定用于功率变更的值u_L1500，在作为块长度选择了3000的情况下，功率变更部（8401B）设定用于功率变更的值u_L3000。

此时，例如有时通过将v_L1000、v_L1500、v_L3000分别设为不同的值，能够在各码长度之时，获得较高的纠错能力。同样，有时通过将u_L1000、u_L1500、u_L3000分别设为不同的值，而能够在各码长度之时，获得较高的纠错能力。但是，根据设定的码长度的不同，有时即便变更功率变更所用的值也无法获得效果。这时，即使变更码长度，但不需要变更功率变更所用的值。（例如，也有时u_L1000＝u_L1500，另外，也有时v_L1000＝v_L1500。重要的是，在（v_L1000、v_L1500、v_L3000）的集合之中，存在2个以上的值。另外，在（u_L1000、u_L1500、u_L3000）的集合之中，存在2个以上的值。）还有，设定v_LX和u_LX使之满足平均功率值之比1：w²的情况如上所示。

上面以3个码长度的情形为例进行了说明，但是并不限于此，一个重要之处为，在发送装置中，当能够设定2个以上码长度时，存在2个以上可设定的用于功率变更的值u_LX，当设定了码长度时，发送装置可以从多个可设定的用于功率变更的值u_LX之中选择任一个用于功率变更的值，实施功率变更，另外，重要之处还有，在发送装置中，当能够设定2个以上码长度时，存在2个以上可设定的用于功率变更的值v_LX，当设定了码长度时，发送装置可以从多个可设定的用于功率变更的值v_LX之中选择任一个用于功率变更的值，进行功率变更。

（例6-2）

说明在发送装置支持多个编码率的纠错码时，按照对使用于s1及s2生成的数据所施加的纠错码的编码率，来设定s1及s2的平均功率的方法。

作为纠错码，例如有进行了截尾的Turbo码或者双二进制Turbo码及LDPC码那样的块码，在很多的通信系统或者广播系统中，支持多个编码率。实施了从所支持的多个编码率选择出的编码率的纠错编码之后的编码后的数据被分配给2个系统。给2个系统所分配的编码后的数据分别以s1的调制方式和s2的调制方式来调制，生成基带信号（映射后的信号）s1（t）及s2（t）。

控制信号（8400）是表示上述选择出的纠错码的编码率的信号，功率变更部（8401A）按照控制信号（8400）来设定功率变更所用的值v。同样，功率变更部（8401B）按照控制信号（8400）来设定功率变更所用的值u。

本发明的特征为，功率变更部（8401A、8401B）按照控制信号（8400）所示的选择出的编码率来设定功率变更所用的值v、u。在此，分别以v_rX、u_rX这样的形式记述依据编码率rx的功率变更所用的值。

例如，在作为编码率选择了r1的情况下，功率变更部（8401A）设定用于功率变更的值v_r1，在作为编码率选择了r2的情况下，功率变更部（8401A）设定用于功率变更的值v_r2，在作为编码率选择了r3的情况下，功率变更部（8401A）设定用于功率变更的值v_r3。

另外，在作为编码率选择了r1的情况下，功率变更部（8401B）设定用于功率变更的值u_r1，在作为编码率选择了r2的情况下，功率变更部（8401B）设定用于功率变更的值u_r2，在作为编码率选择了r3的情况下，功率变更部（8401B）设定用于功率变更的值u_r3。

此时，例如有时通过将v_r1、v_r2、v_r3分别设为不同的值，而能够在各编码率之时，获得较高的纠错能力。同样，有时通过将u_r1、u_r2、u_Lr3分别设为不同的值，而能够在各编码率之时，获得较高的纠错能力。但是，根据设定的编码率的不同，有时即便变更功率变更所用的值也无法获得效果。这时，即使变更编码率，但不需要变更功率变更所用的值。（例如，也有时v_r1＝v_r2，另外，也有时u_r1＝u_r2。重要的是，在（v_r1、v_r2、v_r3）的集合之中，存在2个以上的值，另外，在（u_r1、u_r2、u_r3）的集合之中，存在2个以上的值。）还有，设定v_rX和u_rX使之满足平均功率值之比1：w²的情况如上所示。

另外，作为上述r1、r2、r3的一例，在纠错码为LDPC码的情况下，认为分别是1/2、2/3、3/4这样的编码率。

上面以3个编码率的情形为例进行了说明，但是并不限于此，一个重要之处为，在发送装置中，当能够设定2个以上编码率时，存在2个以上可设定的用于功率变更的值u_rX，当设定了编码率时，发送装置可以从多个可设定的用于功率变更的值u_rX之中选择任一个用于功率变更的值，实施功率变更，另外，重要之处还有，在发送装置中，当能够设定2个以上编码率时，存在2个以上可设定的用于功率变更的值v_rX，当设定了编码率时，发送装置可以从多个可设定的用于功率变更的值v_rX之中选择任一个用于功率变更的值，实施功率变更。

（例6-3）

为了接收装置获得更好的数据接收品质，重要的是实施下面的例子。

说明在发送装置支持多个调制方式的情况下，按照使用于s1及s2生成的调制方式来设定s1及s2的平均功率（平均值）的方法。

在此，作为例子，考虑将s1的调制方式固定为64QAM，通过控制信号，将s2的调制方式从16QAM变更为QPSK（或者能够进行16QAM、QPSK任一个的设定的）情形。在将s1的调制方式设为64QAM的情况下，作为s1（t）的映射方法，如图80所示，在图80中g是公式（79）。在将s2的调制方式设为16QAM的情况下，作为s2（t）的映射方法，如图86所示，在图86中k是公式（85），另外，在将s2（t）的调制方式设为QPSK的情况下，作为s2（t）的映射方法，如图81所示，在图81中h是公式（78）。

在图85中，在将s1的调制方式设为64QAM，并且s2的调制方式设为16QAM时，设为v＝α，并进行u＝α×w₆₄设定。此时，64QAM的平均功率和16QAM的平均功率之比为v²：u²＝α²：α²×w₆₄ ²＝1：w₆₄ ²。

而且，在图85中，在将s1的调制方式设为64QAM，并且s2的调制方式设为QPSK时，设为v＝β，并进行u＝β×w₄设定。此时，64QAM的平均功率和QPSK的平均功率之比为v²：u²＝β²：β²×w₄ ²＝1：w₄ ²。此时，假设根据最小欧式距离的关系，为w₄＜w₆₄，则s2的调制方式为16QAM、QPSK的任一个时，接收装置都可以获得较高的数据接收品质。

还有，在上面的说明中，设为“将s1的调制方式固定为16QAM”进行了说明，但是即便“将s2的调制方式固定为16QAM，将s1的调制方式从64QAM变更为QPSK（设定为16QAM、QPSK任一个）”，也设为w₄＜w₆₄即可。（只要和例4-3中的说明同样地考虑即可。）。（还有，在16QAM时为了功率变更而相乘的值是u＝α×w₁₆，在QPSK时为了功率变更而相乘的值是u＝β×w₄，64QAM的用于功率变更的值在多个可设定的调制方式为16QAM时是v＝α，在多个可设定的调制方式为QPSK时为v＝β。）另外，在能够对（s1的调制方式，s2的调制方式）的组进行（64QAM，16QAM）或者（16QAM，64QAM）或者（64QAM，QPSK）或者（QPSK，64QAM）任一个的设定时，满足w₄＜w₆₄的关系即可。

下面，针对一般化的情形，说明上述的内容。

在一般化的情况下，将s1的调制方式设为固定，设为I-Q平面上的信号点的个数为c个的调制方式C。作为s2的调制方式，能够设定I-Q平面上的信号点的个数为a个的调制方式A和I-Q平面上的信号点的个数为b个的调制方式B（c＞b＞a）的任一个。此时，s1的调制方式为调制方式C，并且将其平均功率和作为s2的调制方式设定了调制方式A时的其平均功率之比设为1：w_a ²。s1的调制方式为调制方式C，并且将其平均功率和作为s2的调制方式设定了调制方式B时的其平均功率之比设为1：w_b ²。此时，假设w_a＜w_b，则接收装置可以获得较高的数据接收品质。

因此，设为“将s1的调制方式固定为调制方式C”进行了说明，但是即便在“将s2的调制方式固定为调制方式C，将s1的调制方式从调制方式A变更为调制方式B（设定为调制方式A、调制方式B任一个）”的情况下，有关平均功率，也设为w_a＜w_b即可。（此时，和上面相同，在将调制方式C的平均功率设为1时，调制方式A的平均功率是w_a ²，调制方式B的平均功率是w_b ²。）另外，在能够对（s1的调制方式，s2的调制方式）的组进行（调制方式C，调制方式A）或者（调制方式A，调制方式C）或者（调制方式C，调制方式B）或者（调制方式B，调制方式C）任一个的设定时，有关平均功率，满足w_a＜w_b的关系即可。

在上述“实施方式1”等所示的本说明书中，若在使用于规则地变更相位的方法中的预编码矩阵的公式（36）里，设定为α＝1，则像上面那样，即使“在s1的调制方式和s2的调制方式不同时，使s1的平均功率和s2的平均功率不同”，z1的平均功率和z2的平均功率也相等，不导致增大发送装置具备的发送功率放大器的PAPR（Peak-to-Average Power Ratio）（峰值功率平均功率比），因此可以获得能够降低发送装置的消耗功率这样的效果。

但是，即使α≠1，仍存在对PAPR的影响较少的在规则地变更相位的方法中使用的预编码矩阵。例如，在使用实施方式1中用公式（36）来表达的预编码矩阵，实现了规则地变更相位的方法时，即使α≠1，PAPR的影响仍较少。

（接收装置的动作）

下面，说明接收装置的动作。关于接收装置的动作，如同实施方式1等中所说明的那样，例如接收装置的结构表示在图7、图8、图9中。

根据0图5的关系，接收信号r1（t）、r2（t）若使用了信道变动值h11（t）、h12（t）、h21（t）、h22（t），则在如图84、图85那样由发送装置发送出调制信号时，下面2个公式任一个的关系成立。

在例1、例2及例3的情况下，可以从图5导出下面的公式（89）所示的关系。

[数式89]

$\left(\begin{array}{c}r1\left(t\right)\\ r2\left(t\right)\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}h11\left(t\right)& h12\left(t\right)\\ h21\left(t\right)& h22\left(t\right)\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}z1\left(t\right)\\ z2\left(t\right)\end{array}\right)$

$=\left(\begin{array}{cc}h11\left(t\right)& h12\left(t\right)\\ h21\left(t\right)& h22\left(t\right)\end{array}\right)\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& y\left(t\right)\end{array}\right)F\left(\begin{array}{cc}{e}^{j0}& 0\\ 0& {\mathrm{ue}}^{j0}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}s1\left(t\right)\\ s2\left(t\right)\end{array}\right)$

$=\left(\begin{array}{cc}h11\left(t\right)& h12\left(t\right)\\ h21\left(t\right)& h22\left(t\right)\end{array}\right)\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& y\left(t\right)\end{array}\right)F\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& u\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}s1\left(t\right)\\ s2\left(t\right)\end{array}\right)$ …式(89)

$=\left(\begin{array}{cc}h11\left(t\right)& h12\left(t\right)\\ h21\left(t\right)& h22\left(t\right)\end{array}\right)\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& y\left(t\right)\end{array}\right)F\left(\begin{array}{c}s1\left(t\right)\\ \mathrm{us}2\left(t\right)\end{array}\right)$

另外，如同例1、例2及例3中所说明的那样，有时成为下面的公式（90）那样的关系。

[数式90]

$\left(\begin{array}{c}r1\left(t\right)\\ r2\left(t\right)\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}h11\left(t\right)& h12\left(t\right)\\ h21\left(t\right)& h22\left(t\right)\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}z1\left(t\right)\\ z2\left(t\right)\end{array}\right)$

$=\left(\begin{array}{cc}h11\left(t\right)& h12\left(t\right)\\ h21\left(t\right)& h22\left(t\right)\end{array}\right)\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& y\left(t\right)\end{array}\right)F\left(\begin{array}{cc}{\mathrm{ue}}^{j0}& 0\\ 0& e^{j0}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}s1\left(t\right)\\ s2\left(t\right)\end{array}\right)$

$=\left(\begin{array}{cc}h11\left(t\right)& h12\left(t\right)\\ h21\left(t\right)& h22\left(t\right)\end{array}\right)\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& y\left(t\right)\end{array}\right)F\left(\begin{array}{cc}u& 0\\ 0& 1\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}s1\left(t\right)\\ s2\left(t\right)\end{array}\right)$ …式(90)

$=\left(\begin{array}{cc}h11\left(t\right)& h12\left(t\right)\\ h21\left(t\right)& h22\left(t\right)\end{array}\right)\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& y\left(t\right)\end{array}\right)F\left(\begin{array}{c}\mathrm{us}1\left(t\right)\\ s2\left(t\right)\end{array}\right)$

10

利用上述关系，接收装置进行解调（检波）（实施发送装置所发送的比特的推定）（只要和实施方式1等中所说明的情形同样地实施即可）。

另一方面，在例4、例5及例6的情况下，可以从图5导出下面的公式（91）所示的关系。

[数式91]

$\left(\begin{array}{c}r1\left(t\right)\\ r2\left(t\right)\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}h11\left(t\right)& h12\left(t\right)\\ h21\left(t\right)& h22\left(t\right)\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}z1\left(t\right)\\ z2\left(t\right)\end{array}\right)$

$=\left(\begin{array}{cc}h11\left(t\right)& h12\left(t\right)\\ h21\left(t\right)& h22\left(t\right)\end{array}\right)\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& y\left(t\right)\end{array}\right)F\left(\begin{array}{cc}{\mathrm{ve}}^{j0}& 0\\ 0& u{e}^{j0}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}s1\left(t\right)\\ s2\left(t\right)\end{array}\right)$

$=\left(\begin{array}{cc}h11\left(t\right)& h12\left(t\right)\\ h21\left(t\right)& h22\left(t\right)\end{array}\right)\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& y\left(t\right)\end{array}\right)F\left(\begin{array}{cc}v& 0\\ 0& v\&times;w\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}s1\left(t\right)\\ s2\left(t\right)\end{array}\right)$

$=\left(\begin{array}{cc}h11\left(t\right)& h12\left(t\right)\\ h21\left(t\right)& h22\left(t\right)\end{array}\right)\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& y\left(t\right)\end{array}\right)F\left(\begin{array}{c}\mathrm{vs}1\left(t\right)\\ \mathrm{us}2\left(t\right)\end{array}\right)$ …式(91)

$=\left(\begin{array}{cc}h11\left(t\right)& h12\left(t\right)\\ h21\left(t\right)& h22\left(t\right)\end{array}\right)\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& y\left(t\right)\end{array}\right)F\left(\begin{array}{c}\mathrm{vs}1\left(t\right)\\ v\&times;w\&times;s2\left(t\right)\end{array}\right)$

25

另外，如同例3、例4及例5中所说明的那样，也有时成为下面的公式（92）那样的关系。

[数式92]

$\left(\begin{array}{c}r1\left(t\right)\\ r2\left(t\right)\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}h11\left(t\right)& h12\left(t\right)\\ h21\left(t\right)& h22\left(t\right)\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}z1\left(t\right)\\ z2\left(t\right)\end{array}\right)$

$=\left(\begin{array}{cc}h11\left(t\right)& h12\left(t\right)\\ h21\left(t\right)& h22\left(t\right)\end{array}\right)\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& y\left(t\right)\end{array}\right)F\left(\begin{array}{cc}{\mathrm{ue}}^{j0}& 0\\ 0& v{e}^{j0}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}s1\left(t\right)\\ s2\left(t\right)\end{array}\right)$

$=\left(\begin{array}{cc}h11\left(t\right)& h12\left(t\right)\\ h21\left(t\right)& h22\left(t\right)\end{array}\right)\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& y\left(t\right)\end{array}\right)F\left(\begin{array}{cc}v\&times;w& 0\\ 0& v\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}s1\left(t\right)\\ s2\left(t\right)\end{array}\right)$

$=\left(\begin{array}{cc}h11\left(t\right)& h12\left(t\right)\\ h21\left(t\right)& h22\left(t\right)\end{array}\right)\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& y\left(t\right)\end{array}\right)F\left(\begin{array}{c}\mathrm{us}1\left(t\right)\\ \mathrm{vs}2\left(t\right)\end{array}\right)$ …式(92)

$=\left(\begin{array}{cc}h11\left(t\right)& h12\left(t\right)\\ h21\left(t\right)& h22\left(t\right)\end{array}\right)\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& y\left(t\right)\end{array}\right)F\left(\begin{array}{c}v\&times;\mathrm{ws}1\left(t\right)\\ vs2\left(t\right)\end{array}\right)$

利用上述关系，接收装置进行解调（检波）（实施发送装置所发送的比特的推定）（只要和实施方式1等中所说明的情形同样地实施借口）。

还有，在例1～例6中，表示将功率变更部添加到发送装置中的结构，但是也可以在映射的阶段进行功率变更。

另外，如同例1、例2及例3中所说明的那样，特别是也有时如公式（89）所示，由图3、图4的映射部306B输出u×s2（t），也可以省略功率变更部。这种情况下，对映射后的信号s1（t）及映射后的信号u×s2（t），应用了对预编码后的调制信号规则地变更相位的方法。

而且，如同例1、例2及例3中所说明的那样，特别是也有时如公式（90）所示，由图3、图4的映射部306A输出u×s1（t），也可以省略功率变更部。这种情况下，对映射后的信号u×s1（t）及映射后的信号s2（t），应用了对预编码后的调制信号规则地变更相位的方法。

另外，在例4、例5及例6的情况下，特别是也有时如公式（91）所示，由图3、图4的映射部306A输出v×s1（t），由映射部306B输出u×s2（t），也可以全都省略功率变更部。这种情况下，对映射后的信号v×s1（t）及映射后的信号u×s2（t），应用了对预编码后的调制信号规则地变更相位的方法。

而且，在例4、例5及例6的情况下，特别是也有时如公式（92）所示，由图3、图4的映射部306A输出u×s1（t），由映射部306B输出v×s2（t），也可以全都省略功率变更部。这种情况下，对映射后的信号u×s1（t）及映射后的信号v×s2（t），应用了对预编码后的调制信号规则地变更相位的方法。

还有，公式（89）～（92）所示的F是在时间t内所使用的预编码矩阵，y（t）是相位变更值。接收装置利用上面所示的r1（t）、r2（t）和s1（t）、s2（t）的关系，进行解调（检波）（只要和实施方式1等中所说明的情形同样地实施即可）。但是，在上面所示的公式中，噪声成分、频率偏移、信道推定误差等的失真成分未体现在公式中，而以包含它们在内的形式，进行解调（检波）。还有，对于发送装置为了实施功率变更而使用的u、v的值，可以由发送装置发送与它们有关的信息，或者发送使用的发送方式（发送方法、调制方式及纠错方式等）的信息，接收装置通过取得该信息，来识别发送装置所使用的u、v的值，由此，导出上面所示的关系式，进行解调（检波）。

在本实施方式中，以按时间轴方向对预编码后的调制信号切换相位变更值的情形为例进行了说明，但是和其他实施方式的说明相同，在使用OFDM方式那样的多载波传输的情况下，针对按频率轴方向对预编码后的调制信号切换相位变更值的情形，也能够同样地实施。此时，将在本实施方式中使用的t置换为f（频率（（子）载波））。

因而，在按时间轴方向对预编码后的调制信号切换相位变更值的情况下，在z1（t）、z2（t）中，同一时间的z1（t）、z2（t）从不同的天线使用同一频率进行发送。而且，在按频率轴方向对预编码后的调制信号切换相位变更值的情况下，在z1（f）、z2（f）中，同一频率（同一子载波）的z1（f）、z2（f）从不同的天线使用同一时间进行发送。

另外，针对按时间-频率轴方向对预编码后的调制信号切换相位变更方法的情形，如其他的实施方式所述，也能够同样地实施。还有，本实施方式中对预编码后的调制信号，切换相位变更方法的方法并不限定为本说明书中所说明的对预编码后的调制信号，切换相位变更方法的方法。

另外，在对2个流的基带信号s1（i）、s2（i）（其中，i代表（时间、或者、频率（载波）的）顺序），实施规则的相位变更及预编码（顺序哪一个在前面都可以）所生成的、两个信号处理后的基带信号z1（i）、z2（i）中，把两个信号处理后的基带信号z1（i）的同相I成分设为I₁（i），把正交成分设为Q₁（i），把两个信号处理后的基带信号z2（i）的同相I成分设为I₂（i），把正交成分设为Q₂（i）。此时，也可以实施基带成分的替换，

·将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为I₁（i），将正交成分设为Q₂（i），将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为I₂（i），将正交成分设为Q₁（i）

如同分别从发送天线1和发送天线2，按同一时刻使用同一频率发送与替换后的基带信号r1（i）对应的调制信号和与替换后的基带信号r2（i）对应的调制信号那样，从不同的天线，在同一时刻使用同一频率发送与替换后的基带信号r1（i）对应的调制信号和替换后的基带信号r2（i）。另外，也可以

·将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为I₁（i），将正交成分设为I₂（i），将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为Q₁（i），将正交成分设为Q₂（i）

·将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为I₂（i），将正交成分设为I₁（i），将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为Q₁（i），将正交成分设为Q₂（i）

·将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为I₁（i），将正交成分设为I₂（i），将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为Q₂（i），将正交成分设为Q₁（i）

·将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为I₂（i），将正交成分设为I₁（i），将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为Q₂（i），将正交成分设为Q₁（i）

·将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为I₁（i），将正交成分设为Q₂（i），将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为Q₁（i），将正交成分设为I₂（i）

·将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为Q₂（i），将正交成分设为I₁（i），将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为I₂（i），将正交成分设为Q₁（i）

·将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为Q₂（i），将正交成分设为I₁（i），将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为Q₁（i），将正交成分设为I₂（i）

·将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为I₁（i），将正交成分设为I₂（i），将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为Q₁（i），将正交成分设为Q₂（i）

·将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为I₂（i），将正交成分设为I₁（i），将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为Q₁（i），将正交成分设为Q₂（i）

·将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为I₁（i），将正交成分设为I₂（i），将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为Q₂（i），将正交成分设为Q₁（i）

·将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为I₂（i），将正交成分设为I₁（i），将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为Q₂（i），将正交成分设为Q₁（i）

·将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为I₁（i），将正交成分设为Q₂（i），将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为I₂（i），将正交成分设为Q₁（i）

·将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为I₁（i），将正交成分设为Q₂（i），将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为Q₁（i），将正交成分设为I₂（i）

·将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为Q₂（i），将正交成分设为I₁（i），将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为I₂（i），将正交成分设为Q₁（i）

·将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为Q₂（i），将正交成分设为I₁（i），将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为Q₁（i），将正交成分设为I2（i）

另外，在上面，对2个流的信号执行两个信号处理，说明了两个信号处理后信号的同相成分和正交成分的替换，但是并不限于此，也能够对比2个流多的信号执行两个信号处理，之后实施两个信号处理后信号的同相成分和正交成分的替换。

除此之外，也可以实施下面的那种信号的替换。例如，

·将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为I₂（i），将正交成分设为Q₂（i），将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为I₁（i），将正交成分设为Q₁（i）

还有，对于该替换，可以采用图55的结构来实现。

另外，在上述的例子中，虽然说明了同一时刻（同一频率（（子）载波））的基带信号的替换，但也可以不是同一时刻的基带信号的替换。作为例子，可以如下记述

·将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为I₁（i+v），将正交成分设为Q₂（i+w），将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为I₂（i+w），将正交成分设为Q₁（i+v）

·将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为I₁（i+v），将正交成分设为I₂（i+w），将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为Q₁（i+v），将正交成分设为Q₂（i+w）

·将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为I₂（i+w），将正交成分设为I₁（i+v），将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为Q₁（i+v），将正交成分设为Q₂（i+w）

·将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为I₁（i+v），将正交成分设为I₂（i+w），将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为Q₂（i+w），将正交成分设为Q₁（i+v）

·将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为I₂（i+w），将正交成分设为I₁（i+v），将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为Q₂（i+w），将正交成分设为Q₁（i+v）

·将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为I₁（i+v），将正交成分设为Q₂（i+w），将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为Q₁（i+v），将正交成分设为I₂（i+w）

·将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为Q₂（i+w），将正交成分设为I₁（i+v），将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为I₂（i+w），将正交成分设为Q₁（i+v）

·将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为Q₂（i+w），将正交成分设为I₁（i+v），将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为Q₁（i+v），将正交成分设为I₂（i+w）

·将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为I₁（i+v），将正交成分设为I₂（i+w），将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为Q₁（i+v），将正交成分设为Q₂（i+w）

·将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为I₂（i+w），将正交成分设为I₁（i+v），将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为Q₁（i+v），将正交成分设为Q₂（i+w）

·将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为I₁（i+v），将正交成分设为I₂（i+w），将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为Q₂（i+w），将正交成分设为Q₁（i+v）

·将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为I₂（i+w），将正交成分设为I₁（i+v），将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为Q₂（i+w），将正交成分设为Q₁（i+v）

·将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为I₁（i+v），将正交成分设为Q₂（i+w），将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为I₂（i+w），将正交成分设为Q₁（i+v）

·将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为I₁（i+v），将正交成分设为Q₂（i+w），将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为Q₁（i+v），将正交成分设为I₂（i+w）

·将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为Q₂（i+w），将正交成分设为I₁（i+v），将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为I₂（i+w），将正交成分设为Q₁（i+v）

·将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为Q₂（i+w），将正交成分设为I₁（i+v），将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为Q₁（i+v），将正交成分设为I₂（i+w）

除此之外，也可以实施下面的那种信号的替换。例如，

·将替换后的基带信号r1（i）的同相成分设为I₂（i+w），将正交成分设为Q₂（i+w），将替换后的基带信号r2（i）的同相成分设为I₁（i+v），将正交成分设为Q₁（i+v）

还有，对此，也可以采用图55的结构来实现。

图55是说明上面的记述所用的表示基带信号替换部5502的附图。如附图1所示，在两个信号处理后的基带信号z1（i）5501_1、z2（i）5501_2中，将两个信号处理后的基带信号z1（i）5501_1的同相I成分设为I₁（i），将正交成分设为Q₁（i），将两个信号处理后的基带信号z2（i）5501_2的同相I成分设为I₂（i），将正交成分设为Q₂（i）。而且，假设替换后的基带信号r1（i）5503_1的同相成分为I_r1（i），正交成分为Q_r1（i），替换后的基带信号r2（i）5503_2的同相成分为I_r2（i），正交成分为Q_r2（i），则替换后的基带信号r1（i）5503_1的同相成分I_r1（i）、正交成分Q_r1（i）、替换后的基带信号r2（i）5503_2的同相成分I_r2（i）及正交成分Q_r2（i）用上面所说明的任一个来表达。还有，虽然在该例子中，说明了同一时刻（同一频率（（子）载波））的两个信号处理后的基带信号的替换，但是如上所述，也可以是不同的时刻（不同的频率（（子）载波））的两个信号处理后的基带信号的替换。

另外，上述的替换也可以规则地切换替换方法。

例如，也可以

在时间0，

将替换后的基带信号r1（0）的同相成分设为I₁（0），将正交成分设为Q₁（0），将替换后的基带信号r2（0）的同相成分设为I₂（0），将正交成分设为Q₂（0）

在时间1，

将替换后的基带信号r1（1）的同相成分设为I₂（1），将正交成分设为Q₂（1），将替换后的基带信号r2（1）的同相成分设为I₁（1），将正交成分设为Q₁（1）

…

也就是说，也可以

在时间2k之时（k为整数）

将替换后的基带信号r1（2k）的同相成分设为I₁（2k），将正交成分设为Q₁（2k），将替换后的基带信号r2（2k）的同相成分设为I₂（2k），将正交成分设为Q₂（2k），

在时间2k+1之时（k为整数）

将替换后的基带信号r1（2k+1）的同相成分设为I₂（2k+1），将正交成分设为Q₂（2k+1），将替换后的基带信号r2（2k+1）的同相成分设为I₁（2k+1），将正交成分设为Q₁（2k+1）。

另外，也可以

在时间2k之时（k为整数）

将替换后的基带信号r1（2k）的同相成分设为I₂（2k），将正交成分设为Q₂（2k），将替换后的基带信号r2（2k）的同相成分设为I₁（2k），将正交成分设为Q₁（2k），

在时间2k+1之时（k为整数）

将替换后的基带信号r1（2k+1）的同相成分设为I₁（2k+1），将正交成分设为Q₁（2k+1），将替换后的基带信号r2（2k+1）的同相成分设为I₂（2k+1），将正交成分设为Q₂（2k+1）。

同样，也可以按频率轴方向切换。也就是说，也可以

在频率（（子）载波）2k之时（k为整数）

将替换后的基带信号r1（2k）的同相成分设为I₁（2k），将正交成分设为Q₁（2k），将替换后的基带信号r2（2k）的同相成分设为I₂（2k），将正交成分设为Q₂（2k），

在频率（（子）载波）2k+1之时（k为整数）

将替换后的基带信号r1（2k+1）的同相成分设为I₂（2k+1），将正交成分设为Q₂（2k+1），将替换后的基带信号r2（2k+1）的同相成分设为I₁（2k+1），将正交成分设为Q₁（2k+1）。

另外，也可以

在频率（（子）载波）2k之时（k为整数）

将替换后的基带信号r1（2k）的同相成分设为I₂（2k），将正交成分设为Q₂（2k），将替换后的基带信号r2（2k）的同相成分设为I₁（2k），将正交成分设为Q₁（2k），

在频率（（子）载波）2k+1之时（k为整数）

将替换后的基带信号r1（2k+1）的同相成分设为I₁（2k+1），将正交成分设为Q₁（2k+1），将替换后的基带信号r2（2k+1）的同相成分设为I₂（2k+1），将正交成分设为Q₂（2k+1）。

（实施方式G1）

在本实施方式中，作为一例，说明在发送实施过QPSK的映射后的调制信号和实施过16QAM的映射后的调制信号的情况下，进行设定以使实施过QPSK的映射后的调制信号的平均功率和实施过16QAM的映射后的调制信号的平均功率不同的方法的和实施方式F1不同的方法。

如实施方式F1中所说明的那样，在将s1的调制信号的调制方式设为QPSK，将s2的调制信号的调制方式设为16QAM（或者，将s1的调制信号的调制方式设为16QAM，将s2的调制信号的调制方式设为QPSK），并进行了设定以使实施过QPSK的映射后的调制信号的平均功率和实施过16QAM的映射后的调制信号的平均功率不同的情况下，根据发送装置使用的预编码矩阵的不同，有时产生发送装置具备的发送功率放大器的PAPR（Peak-to-Average Power Ratio）（峰值功率平均功率比）变大，发送装置的消耗功率有所增大这样的课题。

在本实施方式中，说明在“实施方式1”等所示的本说明书中，即使在规则地变更相位的方法中使用的预编码矩阵的公式（36）里设为α≠1，也在对PAPR的影响较少的预编码后规则地执行相位变更的方法。

在本实施方式中，作为一例，对于在s1、s2的调制方式为QPSK、16QAM的任一个时进行说明。

首先，对于QPSK的映射及16QAM的映射方法进行说明。还有，本实施方式中的s1、s2是基于下述QPSK的映射或者16QAM的映射任一个的信号。

首先，对于16QAM的映射，使用图80进行说明。图80表示，同相I-正交Q平面上的16QAM的信号点配置例。图80的信号点8000假设发送的比特（输入比特）为b0～b3，则例如在发送的比特为（b0、b1、b2、b3）＝（1、0、0、0）（该值是记述在图80中的值。）时，同相I-正交Q平面上的坐标是（I，Q）＝（-3×g，3×g），该I，Q的值为映射后的信号。还有，在发送的比特（b0、b1、b2、b3）为其他值时，也根据（b0、b1、b2、b3），从图80决定（I，Q）的集合，I，Q的值为映射后的信号（s1及s2）。

接着，对于QPSK的映射，使用图81进行说明。图81表示，同相I-正交Q平面上QPSK的信号点配置例。图81的信号点8100假设发送的比特（输入比特）为b0、b1，则例如在发送的比特为（b0、b1）＝（1、0）（该值是记述在图81中的值。）时，同相I-正交Q平面上的坐标是（I，Q）＝（-1×h，1×h），该I，Q的值为映射后的信号。还有，在发送的比特（b0、b1）为其他值时，也根据（b0、b1），从图81决定（I，Q）的集合，I，Q的值为映射后的信号（s1及s2）。

还有，在s1、s2的调制方式为QPSK、16QAM的任一个时，使QPSK的平均功率和16QAM的平均功率相等，所以h为公式（78），g为公式（79）。

在图87、图88中表示，在使用了图85所示的预编码相关的信号处理部时，调制方式、功率变更值及相位变更值的时间轴（或者，频率轴、时间及频率轴）上的变更方法例。

在图87的例子中，以表的形式表示时间t＝0到t＝11内各时间设定的调制方式、功率变更值（u、v）及相位变更值（y[t]）。还有，在z1（t）、z2（t）中，同一时间的z1（t）、z2（t）从不同的天线，使用同一频率发送。（虽然在图87中，按时间轴进行了记述，但是在采用OFDM方式那样的多载波传输方式时，也可能不是按时间轴方向切换各种方法（调制方式、功率变更值、相位变更值），而是按频率（子载波）轴方向切换各种方法。图表粗，如图87所示，只要将t＝0置换为f＝f0，将t＝1置换为f＝f1，…即可。（f表示频率（子载波），f0、f1、…表示使用的频率（子载波）。）此时，在z1（f）、z2（f）中，同一频率（同一子载波）的z1（f）、z2（f）从不同的天线以同一时间发送。）

如图87所示，在调制方式为QPSK时，对于QPSK的调制信号，在功率变更部（在此，虽然称为功率变更部，但是也可以称为振幅变更部、加权部。）中，乘以a（a为实数）。而且，在调制方式为16QAM时，对于16QAM的调制信号，在功率变更部（在此，虽然称为功率变更部，但是也可以称为振幅变更部、加权部。）中，乘以b（b为实数）。

在图87中，作为在预编码后规则地进行相位变更的方法中使用的相位变更值，准备y[0]、y[1]、y[2]的3种，作为在预编码后规则地进行相位变更的方法的切换周期为3。（由t0～t2、t3～t5、…形成周期。）还有，在本实施方式中，如同图85的例子那样，因为在预编码后，对一个预编码后的信号进行相位变更，所以y[i]使用绝对值为1的复数（因此，y[i]可以表达为e^jθ）。但是，如本说明书所示，也能够对多个预编码后的信号进行相位变更。此时，相位变更值对于多个预编码后的信号，分别存在。

而且，s1（t）的调制方式在t0～t2内为QPSK，在t3～t5内为16QAM，…，s2（t）的调制方式在t0～t2内为16QAM，在t3～t5内为QPSK，…。从而，（s1（t）的调制方式，s2（t）的调制方式）的组为（QPSK，16QAM）或者（16QAM，QPSK）。

此时，重要之处为，

“以y[0]执行相位变更时的（s1（t）的调制方式，s2（t）的调制方式）的组存在（QPSK，16QAM）、（16QAM，QPSK）的两个，同样，以y[1]执行相位变更时的（s1（t）的调制方式，s2（t）的调制方式）的组存在（QPSK，16QAM）、（16QAM，QPSK）的两个，另外，同样以y[2]执行相位变更时的（s1（t）的调制方式，s2（t）的调制方式）的组存在（QPSK，16QAM）、（16QAM，QPSK）的两个。”

另外，功率变更部（8501A）在s1（t）的调制方式为QPSK时，对s1（t）乘以a，输出a×s1（t），在s1（t）的调制方式为16QAM时，对s1（t）乘以b，输出b×s1（t）。

功率变更部（8501B）在s2（t）的调制方式为QPSK时，对s2（t）乘以a，输出a×s2（t），在s2（t）的调制方式为16QAM时，对s2（t）乘以b，输出b×s2（t）。

还有，关于进行设定以使实施过QPSK的映射后的调制信号的平均功率和实施过16QAM的映射后的调制信号的平均功率不同时的方法，如同实施方式F1中所说明的那样。

从而，若考虑到（s1（t）的调制方式、s2（t）的调制方式）的组，则如图87所示，考虑了相位变更和调制方式切换时的周期为6＝3×2（3：是作为在预编码后规则地执行变更相位的方法中使用的相位变更值所准备的相位变更值的个数，2：是在各相位变更值中，（s1（t）的调制方式，s2（t）的调制方式）的组存在（QPSK，16QAM）、（16QAM，QPSK）的两个）。

如上，使（s1（t）的调制方式、s2（t）的调制方式）的组存在（QPSK，16QAM）、（16QAM，QPSK），并且在作为预编码后规则地执行相位变更的方法中使用的相位变更值所准备的相位变更值的各相位变更内，使（s1（t）的调制方式，s2（t）的调制方式）的组存在（QPSK，16QAM）、（16QAM，QPSK）的两个，由此，即便设定为QPSK的平均功率和16QAM的平均功率不同，也可以减少给发送装置具备的发送功率放大器的PAPR带来的影响，能够减少给发送装置的消耗功率带来的影响，并且如同本说明书中所说明的那样，可以获得能够改善LOS环境下的接收装置中数据的接收品质这样的效果。

还有，在上面的说明中，以（s1（t）的调制方式，s2（t）的调制方式）的组为（QPSK，16QAM）、（16QAM，QPSK）的情形进行了说明，但是并不限于此，也可以是（s1（t）的调制方式，s2（t）的调制方式）的组为（QPSK，64QAM）、（64QAM，QPSK），（s1（t）的调制方式，s2（t）的调制方式）的组为（16QAM，64QAM）、（64QAM，16QAM），（s1（t）的调制方式，s2（t）的调制方式）的组为（128QAM，64QAM）、（64QAM，128QAM），（s1（t）的调制方式、s2（t）的调制方式）的组为（256QAM，64QAM）、（64QAM，256QAM）等，也就是说，只要准备不同的2个调制方式，设定为使s1（t）的调制方式和s2（t）的调制方式不同，就可以同样地实施。

图88以表的形式表示，时间t＝0到t＝11内各时间设定的调制方式、功率变更值及相位变更值。还有，在z1（t）、z2（t）中，同一时间的z1（t）、z2（t）从不同的天线，使用同一频率发送。（在图88中，按时间轴进行了记述，但是在采用OFDM方式那样的多载波传输方式时，也可以不是按时间轴方向切换各种方法，而是按频率（子载波）轴方向切换各种方法。从而，如图88所示，只要将t＝0置换为f＝f0，将t＝1置换为f＝f1，…即可。（f表示频率（子载波），f0、f1、…表示使用的频率（子载波）。）此时，在z1（f）、z2（f）中，同一频率（同一子载波）的z1（f）、z2（f）从不同的天线，以同一时间发送。）还有，图88是满足图87中所说明的必要条件的和图87不同的例子。

如图88所示，在调制方式为QPSK时，对于QPSK的调制信号，在功率变更部（虽然在此，称为功率变更部，但是也可以称为振幅变更部、加权部。）中，乘以a（a为实数）。而且，在调制方式为16QAM时，对于16QAM的调制信号，在功率变更部（虽然在此，称为功率变更部，但是也可以称为振幅变更部、加权部。）中，乘以b（b为实数）。

在图88中，作为在预编码后规则地执行相位变更的方法中使用的相位变更值，准备y[0]、y[1]、y[2]的3种，作为在预编码后规则地执行相位变更的方法的切换周期为3。（由t0～t2、t3～t5、…形成了周期。）

而且，s1（t）的调制方式在时间轴上，要交替设定QPSK和16QAM，另外，关于这一点，对于s2（t）也相同。而且，（s1（t）的调制方式，s2（t）的调制方式）的组变为（QPSK，16QAM）或者（16QAM，QPSK）。

此时，重要之处为，

“以y[0]执行相位变更时的（s1（t）的调制方式，s2（t）的调制方式）的组存在（QPSK，16QAM）、（16QAM，QPSK）的两个，同样，以y[1]执行相位变更时的（s1（t）的调制方式、s2（t）的调制方式）的组存在（QPSK，16QAM）、（16QAM，QPSK）的两个，另外，同样以y[2]执行相位变更时的（s1（t）的调制方式，s2（t）的调制方式）的组存在（QPSK，16QAM）、（16QAM，QPSK）的两个。”

另外，功率变更部（8501A）在s1（t）的调制方式为QPSK时，对s1（t）乘以a，输出a×s1（t），在s1（t）的调制方式为16QAM时，对s1（t）乘以b，输出b×s1（t）。

功率变更部（8501B）在s2（t）的调制方式为QPSK时，对s2（t）乘以a，输出a×s2（t），在s2（t）的调制方式为16QAM时，对s2（t）乘以b，输出b×s2（t）。

从而，若考虑到（s1（t）的调制方式、s2（t）的调制方式）的组，则如图88所示，考虑了相位变更和调制方式切换时的周期为6＝3×2（3：是作为在预编码后规则地执行相位变更的方法中使用的相位变更值所准备的相位变更值的个数，2：是在各相位变更值中，（s1（t）的调制方式，s2（t）的调制方式）的组存在（QPSK，16QAM）、（16QAM，QPSK）的两个）。

如上，使（s1（t）的调制方式，s2（t）的调制方式）的组存在（QPSK，16QAM）、（16QAM，QPSK），并且在作为预编码后规则地执行相位变更的方法中使用的相位变更值所准备的相位变更值的各相位变更值中，使（s1（t）的调制方式、s2（t）的调制方式）的组存在（QPSK，16QAM）、（16QAM，QPSK）的两个，所以即便其设定为QPSK的平均功率和16QAM的平均功率不同，也可以减少给发送装置具备的发送功率放大器的PAPR带来的影响，能够减少给发送装置的消耗功率带来的影响，并且如同本说明书中所说明的那样，可以获得能够改善LOS环境下的接收装置中数据的接收品质这样的效果。

还有，在上面的说明中，以（s1（t）的调制方式，s2（t）的调制方式）的组为（QPSK，16QAM）、（16QAM，QPSK）的情形进行了说明，但是并不限于此，也可以是（s1（t）的调制方式，s2（t）的调制方式）的组为（QPSK，64QAM）、（64QAM，QPSK），（s1（t）的调制方式，s2（t）的调制方式）的组为（16QAM，64QAM）、（64QAM，16QAM），（s1（t）的调制方式，s2（t）的调制方式）的组为（128QAM，64QAM）、（64QAM，128QAM），（s1（t）的调制方式，s2（t）的调制方式）的组为（256QAM，64QAM）、（64QAM，256QAM）等，也就是说，只要准备不同的2个调制方式，设定为使s1（t）的调制方式和s2（t）的调制方式不同，就可以同样地实施。

另外，各时间（各频率）设定的调制方式、功率变更值及相位变更值的关系并不限于图87、图88，

综上所述，下面是非常重要的。

（s1（t）的调制方式，s2（t）的调制方式）的组存在（调制方式A，调制方式B）、（调制方式B，调制方式A），其设定为使调制方式A的平均功率和调制方式B的平均功率不同。

而且，功率变更部（8501A）在s1（t）的调制方式为调制方式A时，对s1（t）乘以a，输出a×s1（t），在s1（t）的调制方式为调制方式B时，对s1（t）乘以b，输出b×s1（t）。同样，功率变更部（8501B）在s2（t）的调制方式为调制方式A时，对s2（t）乘以a，输出a×s2（t），在s2（t）的调制方式为调制方式B时，对s2（t）乘以b，输出b×s2（t）。

另外，作为下述相位变更值，存在y[0]、y[1]、…、y[N-2]、y[N-1]（也就是说，在y[k]中k为0以上且N-1以下），该相位变更值是作为在预编码后规则地执行相位变更的方法中使用的相位变更值所准备的。而且，在y[k]中，（s1（t）的调制方式，s2（t）的调制方式）的组存在（调制方式A，调制方式B）、（调制方式B，调制方式A）的两个。（此时，既可以“按全部的k，在y[k]中，（s1（t）的调制方式，s2（t）的调制方式）的组存在（调制方式A，调制方式B）、（调制方式B，调制方式A）的两个”，另外，也可以“在y[k]中，存在（s1（t）的调制方式，s2（t）的调制方式）的组存在（调制方式A，调制方式B）、（调制方式B，调制方式A）的两个的k”。）

如上，通过使（s1（t）的调制方式、s2（t）的调制方式）的组存在（调制方式A、调制方式B）、（调制方式B、调制方式A），并且在作为预编码后规则地执行相位变更的方法中使用的相位变更值所准备的相位变更值的各相位变更值中，使（s1（t）的调制方式、s2（t）的调制方式）的组存在（调制方式A、调制方式B）、（调制方式B、调制方式A）的两个，由此，即便其设定为调制方式A的平均功率和调制方式B的平均功率不同，也可以减少给发送装置具备的发送功率放大器的PAPR带来的影响，能够减少给发送装置的消耗功率带来的影响，并且如同本说明书中所说明的那样，可以获得能够改善LOS环境下的接收装置中数据的接收品质这样的效果。

与上面相关，在下面，说明s1（t）、s2（t）的生成方法。如图3、图4所示，s1（t）和s2（t）分别由映射部306A和映射部306B生成。从而，在上述的例子中，按照图87、图88，映射部306A、306B实施进行QPSK的映射时和进行16QAM的映射时的切换。

还有，虽然在图3、图4中，分别设置了用来生成s1（t）的映射部和用来生成s2（t）的映射部，但是并不一定限于此，例如，像图89那样，映射部（8902）以数字数据（8901）为输入，例如按照图87、图88，生成s1（t）、s2（t），输出s1（t）来作为映射后的信号307A，并且，输出s2（t）来作为映射后的信号307B。

图90表示和图85、图89不同的加权合成部（预编码部）周围的结构一例。在图90中，对于和图3、图85同样进行动作的部分，附上相同的符号。而且，图91与图90对比，以表的形式表示出时间t＝0到t＝11内各时间设定的调制方式、功率变更值及相位变更值。还有，在z1（t）、z2（t）中，同一时间的z1（t）、z2（t）从不同的天线，使用同一频率发送。（在图91中，按时间轴进行了记述，但是在使用OFDM方式那样的多载波传输方式时，也可以不是按时间轴方向切换各种方法，而是按频率（子载波）轴方向切换各种方法。从而，如图91所示，只要考虑将t＝0置换为f＝f0，将t＝1置换为f＝f1，…就可以。（f表示频率（子载波），f0、f1、…表示使用的频率（子载波）。）此时，在z1（f）、z2（f）中，同一频率（同一子载波）的z1（f）、z2（f）从不同的天线，使用同一时间发送。）

如图91所示，在调制方式为QPSK时，对于QPSK的调制信号，在功率变更部（虽然在此，称为功率变更部，但是也可以称为振幅变更部、加权部。）中，乘以a（a为实数）。而且，在调制方式为16QAM时，对于16QAM的调制信号，在功率变更部（虽然在此，称为功率变更部，但是也可以称为振幅变更部、加权部。）中，乘以b（b为实数）。

在图91中，作为在预编码后规则地执行相位变更的方法中使用的相位变更值，准备y[0]、y[1]、y[2]的3种，作为在预编码后规则地执行相位变更的方法的切换周期为3。（由t0～t2、t3～t5、…形成了周期。）

而且，s1（t）的调制方式固定为QPSK，s2（t）的调制方式固定为16QAM。而且，图90的信号替换部（9001）以映射后的信号307A、307B及控制信号（8500）为输入，根据控制信号（8500），对映射后的信号307A、307B，实施替换（也有时不实施替换），输出替换后的信号（9002A：Ω1（t））及替换后的信号（9002B：Ω2（t））。

此时，重要之处为，

“以y[0]执行相位变更时的（Ω1（t）的调制方式，Ω2（t）的调制方式）的组存在（QPSK，16QAM）、（16QAM，QPSK）的两个，同样，以y[1]执行相位变更时的（Ω1（t）的调制方式，Ω2（t）的调制方式）的组存在（QPSK，16QAM）、（16QAM，QPSK）的两个，另外，同样以y[2]执行相位变更时的（Ω1（t）的调制方式，Ω2（t）的调制方式）的组存在（QPSK，16QAM）、（16QAM，QPSK）的两个。”

另外，功率变更部（8501A）在Ω1（t）的调制方式为QPSK时，对Ω1（t）乘以a，输出a×Ω1（t），在Ω1（t）的调制方式为16QAM时，对Ω1（t）乘以b，输出b×Ω1（t）。

功率变更部（8501B）在Ω2（t）的调制方式为QPSK时，对Ω2（t）乘以a，输出a×Ω2（t），在Ω2（t）的调制方式为16QAM时，对Ω2（t）乘以b，输出b×Ω2（t）。

还有，有关进行设定以使实施过QPSK的映射后的调制信号的平均功率和实施过16QAM的映射后的调制信号的平均功率不同时的方法，如同实施方式F1中所说明的那样。

从而，若考虑到（Ω1（t）的调制方式，Ω2（t）的调制方式）的组，则如图91所示，考虑了相位变更和调制方式切换时的周期为6＝3×2（3：是作为在预编码后规则地执行相位变更的方法中使用的相位变更值所准备的相位变更值的个数，2：是在各相位变更值中，（Ω1（t）的调制方式，Ω2（t）的调制方式）的组存在（QPSK，16QAM）、（16QAM，QPSK）的两个）。

如上，通过使（Ω1（t）的调制方式、Ω2（t）的调制方式）的组存在（QPSK，16QAM）、（16QAM，QPSK），并且在作为预编码后规则地执行相位变更的方法中使用的相位变更值所准备的相位变更值的各相位变更值中，（Ω1（t）的调制方式，使Ω2（t）的调制方式）的组存在（QPSK，16QAM）、（16QAM，QPSK）的两个，由此，即便其设定为QPSK的平均功率和16QAM的平均功率不同，也可以减少给发送装置具备的发送功率放大器的PAPR带来的影响，能够减少给发送装置的消耗功率带来的影响，并且如同本说明书中所说明的那样，可以获得能够改善LOS环境下的接收装置中数据的接收品质这样的效果。

还有，在上面的说明中，以（Ω1（t）的调制方式，Ω2（t）的调制方式）的组为（QPSK，16QAM）、（16QAM，QPSK）的情形进行了说明，但是并不限于此，也可以是（Ω1（t）的调制方式，Ω2（t）的调制方式）的组为（QPSK，64QAM）、（64QAM，QPSK），（Ω1（t）的调制方式，Ω2（t）的调制方式）的组为（16QAM，64QAM）、（64QAM，16QAM），（Ω1（t）的调制方式，Ω2（t）的调制方式）的组为（128QAM，64QAM）、（64QAM，128QAM），（Ω1（t）的调制方式，Ω2（t）的调制方式）的组为（256QAM，64QAM）、（64QAM，256QAM）等，也就是说，只要准备不同的2个调制方式，进行设定以使Ω1（t）的调制方式和Ω2（t）的调制方式不同，就可以同样地实施。

图92与图90对比，以表的形式表示时间t＝0到t＝11内各时间设定的调制方式、功率变更值及相位变更值，是和图91不同的表。还有，在z1（t）、z2（t）中，同一时间的z1（t）、z2（t）从不同的天线，使用同一频率发送。（在图92中，以时间轴进行了记述，但是在使用OFDM方式的那种多载波传输方式时，也可以不是按时间轴方向切换各种方法，而是按频率（子载波）轴方向切换各种方法。从而，如图92所示，只要考虑将t＝0置换为f＝f0，将t＝1置换为f＝f1，…就可以。（f表示频率（子载波），f0、f1、…表示使用的频率（子载波）。）此时，在z1（f）、z2（f）中，同一频率（同一子载波）的z1（f）、z2（f）从不同的天线，使用同一时间发送。）

如图92所示，在调制方式为QPSK时，对于QPSK的调制信号，在功率变更部（虽然在此，称为功率变更部，但是也可以称为振幅变更部、加权部。）中，乘以a（a为实数）。而且，在调制方式为16QAM时，对于16QAM的调制信号，在功率变更部（虽然在此，称为功率变更部，但是也可以和称为振幅变更部、加权部。）中，乘以b（b为实数）。

在图92中，作为在预编码后规则地执行相位变更的方法中使用的相位变更值，准备y[0]、y[1]、y[2]的3种，作为在预编码后规则地执行相位变更的方法的切换周期为3。（由t0～t2、t3～t5、…形成周期。）

而且，s1（t）的调制方式固定为QPSK，s2（t）的调制方式固定为16QAM。而且，图90的信号替换部（9001）以映射后的信号307A、307B及控制信号（8500）为输入，根据控制信号（8500），对映射后的信号307A、307B，实施替换（也有时不实施替换），输出替换后的信号（9002A：Ω1（t））及替换后的信号（9002B：Ω2（t））。

此时，重要之处为，

“以y[0]执行相位变更时的（Ω1（t）的调制方式，Ω2（t）的调制方式）的组存在（QPSK，16QAM）、（16QAM，QPSK）的两个，同样，以y[1]执行相位变更时的（Ω1（t）的调制方式，Ω2（t）的调制方式）的组存在（QPSK，16QAM）、（16QAM，QPSK）的两个，另外，同样以y[2]执行相位变更时的（Ω1（t）的调制方式，Ω2（t）的调制方式）的组存在（QPSK，16QAM）、（16QAM，QPSK）的两个。”

另外，功率变更部（8501A）在Ω1（t）的调制方式为QPSK之时，对Ω1（t）乘以a，输出a×Ω1（t），在Ω1（t）的调制方式为16QAM之时，对Ω1（t）乘以b，输出b×Ω1（t）。

功率变更部（8501B）在Ω2（t）的调制方式为QPSK时，对Ω2（t）乘以a，输出a×Ω2（t），在Ω2（t）的调制方式为16QAM时，对Ω2（t）乘以b，输出b×Ω2（t）。

还有，有关进行设定以使实施过QPSK的映射后的调制信号的平均功率和实施过16QAM的映射后的调制信号的平均功率不同时的方法，如同实施方式F1中所说明的那样。

从而，若考虑到（Ω1（t）的调制方式、Ω2（t）的调制方式）的组，则如图92所示，考虑了相位变更和调制方式切换时的周期为6＝3×2（3：是作为在预编码后规则地执行相位变更的方法中使用的相位变更值所准备的相位变更值的个数，2：是在各相位变更值中，（Ω1（t）的调制方式，Ω2（t）的调制方式）的组存在（QPSK，16QAM）、（16QAM，QPSK）的两个）。

如上，通过使（Ω1（t）的调制方式，Ω2（t）的调制方式）的组存在（QPSK，16QAM）、（16QAM，QPSK），并且在作为预编码后规则地执行相位变更的方法中使用的相位变更值所做准备的相位变更值的各相位变更值中，使（Ω1（t）的调制方式，Ω2（t）的调制方式）的组存在（QPSK，16QAM）、（16QAM，QPSK）的两个，由此，即便其设定为QPSK的平均功率和16QAM的平均功率不同，也可以减少给发送装置具备的发送功率放大器的PAPR带来的影响，能够减少给发送装置的消耗功率带来的影响，并且如同本说明书中所说明的那样，可以获得能够改善LOS环境下的接收装置中数据的接收品质这样的效果。

还有，虽然在上面的说明中，以（Ω1（t）的调制方式，Ω2（t）的调制方式）的组为（QPSK，16QAM）、（16QAM，QPSK）的情形进行了说明，但是并不限于此，也可以是（Ω1（t）的调制方式，Ω2（t）的调制方式）的组为（QPSK，64QAM）、（64QAM，QPSK），（Ω1（t）的调制方式，Ω2（t）的调制方式）的组为（16QAM，64QAM）、（64QAM，16QAM），（Ω1（t）的调制方式，Ω2（t）的调制方式）的组为（128QAM，64QAM）、（64QAM，128QAM），（Ω1（t）的调制方式，Ω2（t）的调制方式）的组为（256QAM，64QAM）、（64QAM，256QAM）等，也就是说，只要准备不同的2个调制方式，进行设定以使Ω1（t）的调制方式和Ω2（t）的调制方式不同，就可以同样地实施。

另外，各时间（各频率）设定的调制方式、功率变更值及相位变更值的关系并不限于图91、图92。

综上所述，下面是非常重要的。

（Ω1（t）的调制方式，Ω2（t）的调制方式）的组存在（调制方式A，调制方式B）、（调制方式B，调制方式A），其设定为调制方式A的平均功率和调制方式B的平均功率不同。

而且，功率变更部（8501A）在Ω1（t）的调制方式为调制方式A时，对Ω1（t）乘以a，输出a×Ω1（t），在Ω1（t）的调制方式为调制方式B时，对Ω1（t）乘以b，输出b×Ω1（t）。同样，功率变更部（8501B）在Ω2（t）的调制方式为调制方式A时，对Ω2（t）乘以a，输出a×Ω2（t），在Ω2（t）的调制方式为调制方式B时，对Ω2（t）乘以b，输出b×Ω2（t）。

另外，作为下述相位变更值，存在y[0]、y[1]、…、y[N-2]、y[N-1]（也就是说，在y[k]中k0以上且N-1以下），该相位变更值是作为在预编码后规则地执行相位变更的方法中使用的相位变更值所准备的。而且，在y[k]中，（Ω1（t）的调制方式，Ω2（t）的调制方式）的组存在（调制方式A，调制方式B）、（调制方式B，调制方式A）的两个。（此时，既可以“按全部的k，在y[k]中，（Ω1（t）的调制方式，Ω2（t）的调制方式）的组存在（调制方式A，调制方式B）、（调制方式B，调制方式A）的两个”，另外，也可以“在y[k]中，存在（Ω1（t）的调制方式，Ω2（t）的调制方式）的组存在（调制方式A，调制方式B）、（调制方式B，调制方式A）的两个的k”。）

如上，通过使（Ω1（t）的调制方式，Ω2（t）的调制方式）的组存在（调制方式A，调制方式B）、（调制方式B，调制方式A），并且，在作为预编码后规则地执行相位变更的方法中使用的相位变更值所准备的相位变更值的各相位变更值中，使（Ω1（t）的调制方式，Ω2（t）的调制方式）的组存在（调制方式A，调制方式B）、（调制方式B，调制方式A）的两个，由此，即便其设定为调制方式A的平均功率和调制方式B的平均功率不同，也可以减少给发送装置具备的发送功率放大器的PAPR带来的影响，能够减少给发送装置的消耗功率带来的影响，并且如同本说明书中所说明的那样，可以获得能够改善LOS环境下的接收装置中数据的接收品质这样的效果。

下面，说明接收装置的动作。有关接收装置的动作，如同实施方式1等中所说明的那样，例如，接收装置的结构表示在图7、图8及图9中。

根据图5的关系，接收信号r1（t）、r2（t）若使用了信道变动值h11（t）、h12（t）、h21（t）、h22（t），则在如图87、图88、图91及图92那样由发送装置发送出调制信号的情况下，下面2个公式任一个的关系成立。

[数式93]

$\left(\begin{array}{c}r1\left(t\right)\\ r2\left(t\right)\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}h11\left(t\right)& h12\left(t\right)\\ h21\left(t\right)& h22\left(t\right)\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}z1\left(t\right)\\ z2\left(t\right)\end{array}\right)$

$=\left(\begin{array}{cc}h11\left(t\right)& h12\left(t\right)\\ h21\left(t\right)& h22\left(t\right)\end{array}\right)\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& y\left(t\right)\end{array}\right)F\left(\begin{array}{cc}{\mathrm{ve}}^{j0}& 0\\ 0& {\mathrm{ue}}^{j0}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}s1\left(t\right)\\ s2\left(t\right)\end{array}\right)$

$=\left(\begin{array}{cc}h11\left(t\right)& h12\left(t\right)\\ h21\left(t\right)& h22\left(t\right)\end{array}\right)\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& y\left(t\right)\end{array}\right)F\left(\begin{array}{cc}v& 0\\ 0& u\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}s1\left(t\right)\\ s2\left(t\right)\end{array}\right)$ …式(G1)

$=\left(\begin{array}{cc}h11\left(t\right)& h12\left(t\right)\\ h21\left(t\right)& h22\left(t\right)\end{array}\right)\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& y\left(t\right)\end{array}\right)F\left(\begin{array}{cc}a& 0\\ 0& b\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}s1\left(t\right)\\ s2\left(t\right)\end{array}\right)$

[数式94]

$\left(\begin{array}{c}r1\left(t\right)\\ r2\left(t\right)\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}h11\left(t\right)& h12\left(t\right)\\ h21\left(t\right)& h22\left(t\right)\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}z1\left(t\right)\\ z2\left(t\right)\end{array}\right)$

$=\left(\begin{array}{cc}h11\left(t\right)& h12\left(t\right)\\ h21\left(t\right)& h22\left(t\right)\end{array}\right)\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& y\left(t\right)\end{array}\right)F\left(\begin{array}{cc}{\mathrm{ve}}^{j0}& 0\\ 0& {\mathrm{ue}}^{j0}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}s1\left(t\right)\\ s2\left(t\right)\end{array}\right)$

$=\left(\begin{array}{cc}h11\left(t\right)& h12\left(t\right)\\ h21\left(t\right)& h22\left(t\right)\end{array}\right)\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& y\left(t\right)\end{array}\right)F\left(\begin{array}{cc}v& 0\\ 0& u\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}s1\left(t\right)\\ s2\left(t\right)\end{array}\right)$ …式(G2)

$=\left(\begin{array}{cc}h11\left(t\right)& h12\left(t\right)\\ h21\left(t\right)& h22\left(t\right)\end{array}\right)\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& y\left(t\right)\end{array}\right)F\left(\begin{array}{cc}b& 0\\ 0& a\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}s1\left(t\right)\\ s2\left(t\right)\end{array}\right)$

但是，公式（G1）、公式（G2）所示的F是在时间t内所使用的预编码矩阵，y（t）是相位变更值。接收装置利用上述2个公式的关系，进行解调（检波）（只要和实施方式1的说明同样地实施即可）。其中，在上述2个公式中，噪声成分、频率偏移及信道推定误差等的失真成分未在公式中表现，而以包含它们的形式进行解调（检波）。还有，对于发送装置为了进行功率变更而使用的u、v的值，可以由发送装置发送与它们有关的信息，或者发送使用的发送模式（发送方法、调制方式及纠错方式等）的信息，接收装置通过取得其信息，来识别发送装置所使用的u、v的值，由此，导出上述2个关系式，进行解调（检波）。

在本实施方式中，虽然以按时间轴方向切换相位变更值的情形为例进行了说明，但是和其他实施方式的说明相同，在采用OFDM方式的那种多载波传输的情况下，针对按频率轴方向切换相位变更值的情形，也可以同样地实施。此时，将在本实施方式中当前使用的t置换为f（频率（（子）载波））。另外，针对按时间-频率轴方向切换相位变更值的情形，也能够同样地实施。还有，本实施方式中在预编码后规则地执行相位变更的方法并不限定为本说明书中所说明的在预编码后规则地执行相位变更的方法，并且，即便对不执行相位变更，而实施预编码的方式，应用本实施方式，也可以获得对PAPR的影响少这样的效果。

（实施方式G2）

在本实施方式中，将对于在广播（或者通信）系统支持s1的调制方式为QPSK、s2的调制方式为16QAM的情形和s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM的情形时，可以削减电路规模的在预编码后规则地执行相位变更的方法，进行说明。

首先，阐述s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM之时的在预编码后规则地执行相位变更的方法。

在实施方式1中表示出，使用于s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM之时的在预编码后规则地执行相位变更的方法中的预编码矩阵的例子。预编码矩阵F用下面的公式来表达。

[数式95]

$F=\frac{1}{\sqrt{{\mathrm{\&alpha;}}^2+1}}\left(\begin{array}{cc}{e}^{j0}& {\mathrm{\&alpha;}\&times;e}^{j0}\\ {\mathrm{\&alpha;}\&times;e}^{j0}& e^{\mathrm{j\&pi;}}\end{array}\right)$ …式(G3)

30

在下面，作为s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM时的在预编码后规则地执行相位变更的方法的预编码矩阵，将以使用公式（G3）的情形为例进行说明。

在图93中表示，本实施方式中支持s1的调制方式为QPSK、s2的调制方式为16QAM的情形和s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM的情形时的加权合成（预编码）部周围的结构。在图93中，对于和图3、图6及图85同样进行动作的部分，附上相同的符号，在此省略其说明。

图93的基带信号替换部9301以预编码后的信号309A（z1（t））及预编码·相位变更后的信号309B（z2（t））、控制信号8500为输入，在控制信号8500表示出“不实施信号的替换”这样的信息时，作为信号9302A（r1（t））输出预编码后的信号309A（z1（t）），作为信号9302B（r2（t））输出预编码·相位变更后的信号309B（z2（t））。

而且，在控制信号8500表示出“实施信号的替换”这样的信息时，基带信号替换部8501，

在时间2k时（k为整数）

作为信号9302A（r1（2k））输出预编码后的信号309A（z1（2k）），作为信号9302B（r2（2k））输出预编码·相位变更后的信号309B（z2（2k）），

在时间2k+1时（k为整数）

作为信号9302A（r1（2k+1））输出预编码·相位变更后的信号309B（z2（2k+1）），作为信号9302B（r2（2k+1））输出预编码后的信号309A（z1（2k+1））。

另外，

在时间2k时（k为整数）

作为信号9302A（r1（2k））输出预编码·相位变更后的信号309B（z2（2k）），作为信号9302B（r2（2k））输出预编码后的信号309A（z1（2k）），

在时间2k+1时（k为整数）

作为信号9302A（r1（2k+1））输出预编码后的信号309A（z1（2k+1）），作为信号9302B（r2（2k+1））输出预编码·相位变更后的信号309B（z2（2k+1））。（但是，上述信号的替换是一个例子，并不限于此，而重要的是，在“实施信号的替换”的情况下，有时实施信号的替换。）

而且，如同图3、图4、图5、图12及图13等所说明的那样，信号9302A（r1（t））取代z1（t），而从天线发送（但是，如图3、图4、图5、图12及图13等所示，执行规定的处理。）。另外，信号9302B（r2（t））取代z2（t），而从天线发送（但是，如图3、图4、图5、图12及图13等所示，执行规定的处理。）。此时，信号9302A（r1（t））和信号9302B（r2（t））从不同的天线发送。

还有，该信号替换是对已经实施预编码的码元实施的，不对其他所插入的码元，例如导频码元或传输不实施预编码的信息所用的码元（例如，控制信息码元）应用。另外，虽然在上面，对于按时间轴方向，应用在预编码后规则地执行相位变更的方法的情形，进行了说明，但是并不限于此，即便在频率轴上，或者在时间-频率轴上，应用在预编码后规则地执行相位变更的方法的情况下，也可以同样地应用本实施方式，另外，有关信号替换，虽然在上面，以时间轴方法进行了说明，但是也可以在频率轴上，或者在时间-频率轴上，实施信号替换。

下面，说明s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM之时图93各单元的动作。

s1（t）及s2（t）因为是调制方式16QAM的基带信号（映射后的信号），所以映射方法如图80所示，g如公式（79）所示。

功率变更部（8501A）以调制方式16QAM的基带信号（映射后的信号）307A及控制信号（8500）为输入，根据控制信号（8500），假设所设定的功率变更所用的值为v，则输出将调制方式16QAM的基带信号（映射后的信号）307A放大v倍后的信号（功率变更后的信号：8502A）。

功率变更部（8501B）以调制方式16QAM的基带信号（映射后的信号）307B及控制信号（8500）为输入，根据控制信号（8500），假设所设定的功率变更所用的值为u，则输出将调制方式16QAM的基带信号（映射后的信号）307B放大u倍后的信号（功率变更后的信号：8502B）。

此时，v＝u＝Ω，并设为v²：u²＝1：1。因此，接收装置可以获得较高的数据接收品质。

加权合成部600以功率变更后的信号8502A（将调制方式16QAM的基带信号（映射后的信号）307A放大v倍后的信号）及功率变更后的信号8502B（将调制方式16QAM的基带信号（映射后的信号）307B放大u倍后的信号）、与信号处理方法有关的信息315为输入，根据与加权合成方法有关的信息315的信息，决定预编码矩阵，实施预编码，输出预编码后的信号309A（z1（t））及预编码后的信号316B（z2'（t））。

相位变更部317B以预编码后的信号316B（z2'（t））及与信号处理方法有关的信息315为输入，对预编码后的信号316B（z2'（t）），实施基于与信号处理方法有关的信息315的相位变更方法，输出预编码·相位变更后的信号309B（z2（t））。

此时，假设在预编码后规则地执行相位变更的方法中的预编码矩阵为F，相位变更值为y（t），则下面的关系式成立。

[数式95]

$\left(\begin{array}{c}z1\left(t\right)\\ z2\left(t\right)\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& y\left(t\right)\end{array}\right)F\left(\begin{array}{cc}{\mathrm{ve}}^{j0}& 0\\ 0& {\mathrm{ue}}^{j0}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}s1\left(t\right)\\ s2\left(t\right)\end{array}\right)$

$=\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& y\left(t\right)\end{array}\right)F\left(\begin{array}{cc}v& 0\\ 0& u\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}s1\left(t\right)\\ s2\left(t\right)\end{array}\right)$

$=\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& y\left(t\right)\end{array}\right)F\left(\begin{array}{cc}\mathrm{\&Omega;}& 0\\ 0& \mathrm{\&Omega;}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}s1\left(t\right)\\ s2\left(t\right)\end{array}\right)$ …式(G4)

其中，y（t）是绝对值为1的复数（从而，y（t）可以表达为e^jθ）。

在s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM之时，应用了在预编码后规则地执行相位变更的方法时的预编码矩阵F用公式（G3）来表达，此时，如实施方式1所示，作为α，成为公式（37）所适合的值。在α用公式（37）表达出时，z1（t）、z2（t）全都象图94那样，在I-Q平面上，成为与256点任一个的信号点对应的基带信号。还有，图94是一例，也有时成为以原点为中心，使相位旋转后的形式的256点信号点配置。

由于s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM，所以作为加权合成及相位变更后的信号的z1（t）、z2（t）全都传输在16QAM上为4比特、在16QAM上为4比特的共计8比特，因此象图94那样成为256点的信号点，但是此时，因为信号点的最小欧式距离较大，所以在接收装置中，获得更好的数据接收品质。

基带信号替换部9301以预编码后的信号309A（z1（t））及预编码·相位变更后的信号309B（z2（t））、控制信号8500为输入，因为s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM，所以控制信号8500表示出“不实施信号的替换”这样的信息，从而，作为信号9302A（r1（t））输出预编码后的信号309A（z1（t）），作为信号9302B（r2（t））输出相位变更后的信号309B（z2（t））。

下面，说明s1的调制方式为QPSK、s2的调制方式为16QAM时图116各单元的动作。

s1（t）设为调制方式QPSK的基带信号（映射后的信号），映射方法如图81所示，h如公式（78）所示。s2（t）因为是调制方式16QAM的基带信号（映射后的信号），所以映射方法如图80所示，g如公式（79）所示。

功率变更部（8501A）以调制方式QPSK的基带信号（映射后的信号）307A及控制信号（8500）为输入，根据控制信号（8500），假设所设定的功率变更所用的值为v，则输出将调制方式QPSK的基带信号（映射后的信号）307A放大v倍后的信号（功率变更后的信号：8502A）。

功率变更部（8501B）以调制方式16QAM的基带信号（映射后的信号）307B及控制信号（8500）为输入，根据控制信号（8500），假设所设定的功率变更所用的值为u，则输出将调制方式16QAM的基带信号（映射后的信号）307B放大u倍后的信号（功率变更后的信号：8502B）。

此时，在实施方式F1中表示出，若成为“QPSK的平均功率和16QAM的平均功率之比为v²：u²＝1：5”，则是一个很好的例子。（因此，接收装置可以获得较高的数据接收品质。）关于此时的在预编码后规则地执行相位变更的方法，将在下面说明。

加权合成部600以功率变更后的信号8502A（将调制方式QPSK的基带信号（映射后的信号）307A放大v倍后的信号）及功率变更后的信号8502B（将调制方式16QAM的基带信号（映射后的信号）307B放大u倍后的信号）、与信号处理方法有关的信息315为输入，根据与信号处理方法有关的信息315的信息，实施预编码，输出预编码后的信号309A（z1（t））及预编码后的信号316B（z2'（t））。

此时，假设在预编码后规则地执行相位变更的方法中的预编码矩阵为F，相位变更值为y（t），则下面的关系式成立。

[数式97]

$\left(\begin{array}{c}z1\left(t\right)\\ z2\left(t\right)\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& y\left(t\right)\end{array}\right)F\left(\begin{array}{cc}{\mathrm{ve}}^{j0}& 0\\ 0& {\mathrm{ue}}^{j0}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}s1\left(t\right)\\ s2\left(t\right)\end{array}\right)$

$=\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& y\left(t\right)\end{array}\right)F\left(\begin{array}{cc}v& 0\\ 0& u\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}s1\left(t\right)\\ s2\left(t\right)\end{array}\right)$

$=\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& y\left(t\right)\end{array}\right)F\left(\begin{array}{cc}v& 0\\ 0& \sqrt{5}v\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}s1\left(t\right)\\ s2\left(t\right)\end{array}\right)$ …式(G5)

其中，y（t）是绝对值为1的复数（从而，y（t）可以表达为e^jθ）。

在s1的调制方式为QPSK、s2的调制方式为16QAM之时，应用了在预编码后规则地执行相位变更的方法时的预编码矩阵F用公式（G3）来表达，此时，和s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM之时相同，作为α，成为公式（37）所适合的值。说明其原因。

图95表示出，上述发送状态下16QAM的I-Q平面上16点的信号点和QPSK的I-Q平面上4点的信号点之位置关系，○是16QAM的信号点，●是QPSK的信号点。如同从图95所判明的那样，16QAM的16个信号点之内的4个和QPSK的4个信号点为重叠的状态。在这种状况下，应用了在预编码后规则地执行相位变更的方法时的预编码矩阵F用公式（G3）来表达，在作为α，设为公式（37）时，z1（t）及z2（t）全都成为与下述信号点对应的基带信号，该信号点是对s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM时图94的256点的信号点，提取64点后的信号点。还有，图94是一例，也有时成为以原点为中心，使相位旋转后的形式的256点信号点配置。

由于s1的调制方式为QPSK、s2的调制方式为16QAM，因而作为加权合成·相位变更后的信号的z1（t）、z2（t）传输在QPSK上为2比特、在16QAM上为4比特的总计6比特，因此成为64点的信号点，但是此时，由于成为上面所说明的64点的信号点，因而信号点的最小欧式距离较大，因此在接收装置中，获得更好的数据接收品质。

基带信号替换部9301以预编码后的信号309A（z1（t））及预编码·相位变更后的信号309B（z2（t））、控制信号8500为输入，由于s1的调制方式为QPSK、s2的调制方式为16QAM，因而控制信号8500表示出“实施信号的替换”这样的信息，因此基带信号替换部9301，例如，

在时间2k之时（k为整数）

作为信号9302A（r1（2k））输出预编码后的信号309A（z1（2k）），作为信号9302B（r2（2k））输出预编码·相位变更后的信号309B（z2（2k）），

在时间2k+1之时（k为整数）

作为信号9302A（r1（2k+1））输出预编码·相位变更后的信号309B（z2（2k+1）），作为信号9302B（r2（2k+1））输出预编码后的信号309A（z1（2k+1））。

另外，

在时间2k之时（k为整数）

作为信号9302A（r1（2k））输出预编码·相位变更后的信号309B（z2（2k）），作为信号9302B（r2（2k））输出预编码后的信号309A（z1（2k）），

在时间2k+1之时（k为整数）

作为信号9302A（r1（2k+1））输出预编码后的信号309A（z1（2k+1）），作为信号9302B（r2（2k+1））输出预编码·相位变更后的信号309B（z2（2k+1））。

还有，在上面，在s1的调制方式为QPSK、s2的调制方式为16QAM之时，实施信号替换。因为这样来构成，所以如实施方式F1所述，能够实现PAPR的削减，因此可以获得能够抑制发送装置的消耗功率这样的效果。但是，在不把发送装置的消耗功率当作问题的情况下，也可以和s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM之时相同，不实施信号的替换。

另外，由于在s1的调制方式为QPSK、s2的调制方式为16QAM之时，设为v²：u²＝1：5的情形是很好的例子，因而以此时为例进行了说明，但是在v²＜u²这样的条件下，使s1的调制方式为QPSK、s2的调制方式为16QAM之时在预编码后规则地执行相位变更的方法和s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM之时在预编码后规则地执行相位变更的方法相同，在两种情况下，可以获得良好的接收品质的状态都存在。从而，并不限于v²：u²＝1：5。

如上，通过使s1的调制方式为QPSK、s2的调制方式为16QAM之时在预编码后规则地执行相位变更的方法和s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM之时在预编码后规则地执行相位变更的方法成为相同的方法，就可以削减发送装置的电路规模，并且根据公式（G4）及公式（G5）、信号替换方法，接收装置进行解调，但是如上所述，因为共用信号点，所以能够实现求取接收候选信号点的运算部的共用，因此可以在接收装置中，获得能够削减电路规模这样的效果。

还有，虽然在本实施方式中，以使用公式（G3）的在预编码后规则地执行相位变更的方法为例，进行了说明，但是在预编码后规则地执行相位变更的方法并不限于此。

本发明作为要点的地方如下。

·在支持s1的调制方式为QPSK、s2的调制方式为16QAM的情形和s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM的情形时，使在两种情况下使用的在预编码后规则地执行相位变更的方法相同。

·在s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM之时是v²＝u²，在s1的调制方式为QPSK、s2的调制方式为16QAM之时，满足v²＜u²的条件。

还有，作为可以在接收装置中，获得良好的接收品质的很好的例子，

例1（满足下面的2个项目。）：

·在s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM之时是v²＝u²，在s1的调制方式为QPSK、s2的调制方式为16QAM之时，满足v²：u²＝1：5的条件。

·在s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM之时、s1的调制方式为QPSK、s2的调制方式为16QAM之时任一个的情况下，都使用相同的在预编码后规则地执行相位变更的方法。

例2（满足下面的2个项目。）：

·在s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM之时是v²＝u²，在s1的调制方式为QPSK、s2的调制方式为16QAM之时，满足v²＜u²的条件。

·在支持s1的调制方式为QPSK、s2的调制方式为16QAM的情形和s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM的情形时，在两种情况下使用的在预编码后规则地执行相位变更的方法相同，预编码矩阵用公式（G3）来表达。

例3（满足下面的2个项目。）：

·在s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM之时是v²＝u²，在s1的调制方式为QPSK、s2的调制方式为16QAM时，满足v²＜u²的条件。

·在支持s1的调制方式为QPSK、s2的调制方式为16QAM的情形和s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM的情形时，在两种情况下使用的在预编码后规则地执行相位变更的方法相同，预编码矩阵用公式（G3）来表达，α用公式（37）来表达。

例4（满足下面的2个项目。）：

·在s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM之时是v²＝u²，在s1的调制方式为QPSK、s2的调制方式为16QAM时，满足v²：u²＝1：5的条件。

·在支持s1的调制方式为QPSK、s2的调制方式为16QAM的情形和s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM的情形时，在两种情况下使用的在预编码后规则地执行相位变更的方法相同，预编码矩阵用公式（G3）来表达，α用公式（37）来表达。

还有，本实施方式虽然以调制方式是QPSK及16QAM之时为例进行了说明，但是并不限于此。从而，若将本实施方式扩展，则可以如下构思。存在调制方式A和调制方式B，将调制方式A的I-Q平面上的信号点数设为a，将调制方式B的I-Q平面上的信号点数设为b，并且设为a＜b。于是，本发明的要点可以如下赋予。

满足下面的2个项目。

·在支持s1的调制方式为调制方式A、s2的调制方式为调制方式B的情形和s1的调制方式为调制方式B、s2的调制方式为调制方式B的情形时，使在两种情况下使用的在预编码后规则地执行相位变更的方法相同。

·在s1的调制方式为调制方式B、s2的调制方式为调制方式B之时是v²＝u²，在s1的调制方式为调制方式A、s2的调制方式为调制方式B时，满足v²＜u²的条件。

此时，使用图93所说明的基带信号替换既可以实施，也可以不实施。但是，在s1的调制方式为调制方式A、s2的调制方式为调制方式B之时，若考虑到PAPR的影响，则最好实施上述基带信号替换。

或者，满足下面的2个项目。

·在支持s1的调制方式为调制方式A、s2的调制方式为调制方式B的情形和s1的调制方式为调制方式B、s2的调制方式为调制方式B的情形时，在两种情况下在预编码后规则地执行相位变更的方法相同，预编码矩阵用公式（G3）来表达。

·在s1的调制方式为调制方式B、s2的调制方式为调制方式B之时是v²＝u²，在s1的调制方式为调制方式A、s2的调制方式为调制方式B时，满足v²＜u²的条件。

此时，使用图93所说明的基带信号替换既可以实施，也可以不实施。但是，在s1的调制方式为调制方式A、s2的调制方式为调制方式B之时，若考虑到PAPR的影响，则最好实施上述基带信号替换。

作为调制方式A和调制方式B的组，（调制方式A，调制方式B）存在（QPSK，16QAM）、（16QAM，64QAM）、（64QAM，128QAM）及（64QAM，256QAM）等。

在上面的说明中，虽然以对一个预编码后的信号，执行相位变更的情形为例进行了说明，但是并不限于此，如本说明书所示，针对对多个预编码后的信号执行相位变更的情形，也可以实施本实施方式，并且最好满足上述调制信号的组和预编码矩阵的关系（本发明作为要点的地方）。

另外，在本实施方式中，虽然将预编码矩阵F设为公式（G3）进行了说明，但是并不限于此。例如，也可以设定为

[数式98]

$F=\frac{1}{\sqrt{{\mathrm{\&alpha;}}^2+1}}\left(\begin{array}{cc}\mathrm{\&alpha;}\&times;e^{j0}& e^{\mathrm{j\&pi;}}\\ e^{j0}& \mathrm{\&alpha;}\&times;e^{j0}\end{array}\right)$ …式(G6)

[数式99]

$F=\frac{1}{\sqrt{{\mathrm{\&alpha;}}^2+1}}\left(\begin{array}{cc}{e}^{j0}& {\mathrm{\&alpha;}\&times;e}^{\mathrm{j\&pi;}}\\ {\mathrm{\&alpha;}\&times;e}^{j0}& e^{j0}\end{array}\right)$ …式(G7)

[数式100]

$F=\frac{1}{\sqrt{{\mathrm{\&alpha;}}^2+1}}\left(\begin{array}{cc}\mathrm{\&alpha;}\&times;e^{j0}& e^{j0}\\ e^{j0}& \mathrm{\&alpha;}\&times;e^{\mathrm{j\&pi;}}\end{array}\right)$ …式(G8)

[数式101]

$F=\frac{1}{\sqrt{{\mathrm{\&alpha;}}^2+1}}\left(\begin{array}{cc}{e}^{{\mathrm{j\&theta;}}_{11}}& {\mathrm{\&alpha;}\&times;e}^{j({\mathrm{\&theta;}}_{11}+\mathrm{\&lambda;})}\\ \mathrm{\&alpha;}\&times;e^{{\mathrm{j\&theta;}}_{21}}& e^{j({\mathrm{\&theta;}}_{21}+\mathrm{\&lambda;}+\mathrm{\&pi;})}\end{array}\right)$ …式(G9)

[数式102]

$F=\frac{1}{\sqrt{{\mathrm{\&alpha;}}^2+1}}\left(\begin{array}{cc}\mathrm{\&alpha;}\&times;e^{{\mathrm{j\&theta;}}_{11}}& e^{j({\mathrm{\&theta;}}_{11}+\mathrm{\&lambda;}+\mathrm{\&pi;})}\\ e^{{\mathrm{j\&theta;}}_{21}}& \mathrm{\&alpha;}\&times;e^{j({\mathrm{\&theta;}}_{21}+\mathrm{\&lambda;})}\end{array}\right)$ …式(G10)

的任一个。但是，在公式（G9）、公式（G10）中，θ11、θ21及λ是固定值（单位为弧度）。

在本实施方式中，虽然以按时间轴方向切换相位变更值的情形为例进行了说明，但是和其他实施方式的说明相同，在采用OFDM方式的那种多载波传输的情况下，针对按频率轴方向切换相位变更值的情形，也可以同样地实施。此时，将在本实施方式中使用的t置换为f（频率（（子）载波））。另外，针对按时间-频率轴方向，切换相位变更值的情形，也能够同样地实施。还有，本实施方式中在预编码后规则地执行相位变更的方法并不限定为本说明书中所说明的在预编码后规则地执行相位变更的方法。

另外，接收装置在本实施方式的2个调制方式的设定模式任一个下，都使用实施方式F1中所述的接收方法，进行解调、检波。

工业实用性

本发明可以广泛应用于从多根天线分别发送不同的调制信号的无线系统，例如应用于OFDM-MIMO通信系统，是最佳的。另外，针对在具有多个发送地点的有线通信系统（例如，PLC（Power Line Communication）系统、光通信系统、DSL（Digital Subscriber Line：数字用户线路）系统）中，实施MIMO传输的情形，也可以应用，此时，利用多个发送地点，来发送本发明中所说明的那种多个调制信号。另外，调制信号也可以从多个发送地点发送。

符号的说明

302A，302B 编码器

304A，304B 交错器

306A，306B 映射部

314 信号处理方法信息生成部

308A，308B 加权合成部

310A，310B 无线部

312A，312B 天线

317A，317B 相位变更部

402 编码器

404 分配部

504#1，504#2 发送天线

505#1，505#2 接收天线

600 加权合成部

701_X，701_Y 天线

703_X，703_Y 无线部

705_1 信道变动推定部

705_2 信道变动推定部

707_1 信道变动推定部

707_2 信道变动推定部

709 控制信息解码部

711 信号处理部

803 INNER MIMO检波部

805A，805B 对数似然计算部

807A，807B 解交错器

809A，809B 对数似然比计算部

811A，811B 软入软出解码器

813A，813B 交错器

815 存储部

819 系数生成部

901 软入软出解码器

903 分配部

1201A，1201B OFDM方式相关处理部

1302A，1302A 串并行替换部

1304A，1304B 排序部

1306A，1306B 逆快速傅立叶替换部

1308A，1308B 无线部

Claims (2)

1.一种信号生成方法，从多个基带信号生成以同一频带且同一时刻发送的多个信号，

将从第1多个比特生成的第1基带信号s1放大u倍，将从第2多个比特生成的第2基带信号s2放大v倍，上述u和上述v是相互不同的实数，

对上述放大u倍后的第1基带信号s1及上述放大v倍后的第2基带信号s2的双方进行相位变更，生成相位变更后的信号u×s1'及相位变更后的信号v×s2'，

对于上述相位变更后的信号u×s1'和上述相位变更后的信号v×s2'，进行依据规定的矩阵F的加权合成，生成第1加权合成信号z1和第2加权合成信号z2，来作为以上述同一频带且同一时刻发送的多个信号，

上述第1加权合成信号z1及上述第2加权合成信号z2满足

（z1、z2）^T＝F（u×s1'、v×s2'）^T，

对上述放大u倍后的第1基带信号s1及上述放大v倍后的第2基带信号s2实施的相位变更量分别是一边切换N个相位变更量的候选一边选择出的一个相位变更量，上述N个相位变更量分别在规定的期间内至少被选择一次。

2.一种信号生成装置，从多个基带信号生成以同一频带且同一时刻发送的多个信号，该信号生成装置具备：

功率变更部，将从第1多个比特生成的第1基带信号s1放大u倍，将从第2多个比特生成的第2基带信号s2放大v倍，上述u和上述v是相互不同的实数；

相位变更部，对上述放大u倍后的第1基带信号s1及上述放大v倍后的第2基带信号s2的双方进行相位变更，生成相位变更后的信号u×s1'及相位变更后的信号v×s2'；以及

加权合成部，对上述相位变更后的信号u×s1'和上述相位变更后的信号v×s2'，进行依据规定矩阵F的加权合成，生成第1加权合成信号z1和第2加权合成信号z2，来作为以上述同一频带且同一时刻发送的多个信号；

上述第1加权合成信号z1及上述第2加权合成信号z2满足

（z1、z2）^T＝F（u×s1'、v×s2'）^T，

对上述放大u倍后的第1基带信号s1及上述放大v倍后的第2基带信号s2实施的相位变更量分别是一边切换N个相位变更量的候选一边选择出的一个相位变更量，上述N个相位变更量的候选分别在规定的期间内至少被选择一次。

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