WO2012111256A1 - 信号生成方法及び信号生成装置 - Google Patents

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知弘 木村
幹博 大内
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    • H04L5/12—Channels characterised by the type of signal the signals being represented by different phase modulations of a single carrier

Definitions

  • the present invention particularly relates to a transmission apparatus and a reception apparatus that perform communication using a multi-antenna.
  • MIMO Multiple-Input Multiple-Output
  • data transmission speed is increased by modulating transmission data of a plurality of sequences and transmitting each modulated signal simultaneously from different antennas.
  • FIG. 23 shows an example of the configuration of the transmission / reception apparatus when the number of transmission antennas is 2, the number of reception antennas is 2, and the number of transmission modulation signals (transmission streams) is 2.
  • the encoded data is interleaved, the interleaved data is modulated, frequency conversion or the like is performed to generate a transmission signal, and the transmission signal is transmitted from the antenna.
  • a scheme in which different modulation signals are transmitted from the transmission antenna to the same frequency at the same time is the spatial multiplexing MIMO scheme.
  • Patent Document 1 proposes a transmission apparatus having a different interleave pattern for each transmission antenna. That is, in the transmission device of FIG. 23, two interleaves ( ⁇ a, ⁇ b) have different interleave patterns. Then, as shown in Non-Patent Document 1 and Non-Patent Document 2, the reception apparatus improves the reception quality by repeatedly performing a detection method using a soft value (MIMO detector in FIG. 23). Will do.
  • a soft value MIMO detector in FIG. 23
  • NLOS non-line of sight
  • LOS line of sight
  • a LOS environment In the case of transmitting a single modulated signal in a transmitting device, performing maximum ratio combining on signals received by a plurality of antennas in a receiving device, and performing demodulation and decoding on the signal after maximum ratio combining, a LOS environment, In particular, good reception quality can be obtained in an environment where the rice factor indicating the magnitude of the reception power of the direct wave with respect to the reception power of the scattered wave is large.
  • BER Bit Error Rate
  • SNR signal-to-noise power ratio
  • FIGS. 24A and 24B show the BER characteristics of Max-log-APP (Non-patent Document 1 and Non-patent Document 2) (APP: a posteriprobability) in which iterative detection is not performed, and FIG.
  • the BER characteristics of Max-log-APP see Non-Patent Document 1 and Non-Patent Document 2) (5 iterations) subjected to detection are shown.
  • FIGS. 24A and 24B regardless of whether or not iterative detection is performed, in the spatial multiplexing MIMO system, it can be confirmed that reception quality deteriorates as the rice factor increases.
  • the spatial multiplexing MIMO system has a problem inherent to the spatial multiplexing MIMO system, which is not found in a conventional system that transmits a single modulation signal, such as “the reception quality deteriorates when the propagation environment becomes stable”. Recognize.
  • Broadcasting and multicast communication are services that have to deal with various propagation environments, and it is natural that the radio wave propagation environment between the receiver and broadcast station owned by the user is a LOS environment.
  • a spatial multiplexing MIMO system with the above-mentioned problems is used for broadcasting or multicast communication, a phenomenon occurs in which the receiver receives a service due to a deterioration in reception quality although the received electric field strength of radio waves is high. there is a possibility.
  • Non-Patent Document 8 describes a method of selecting a codebook (precoding matrix (also referred to as precoding weight matrix)) used for precoding from feedback information from a communication partner. In a situation where feedback information from a communication partner cannot be obtained as in multicast communication, there is no description of a method for performing precoding.
  • precoding matrix also referred to as precoding weight matrix
  • Non-Patent Document 4 describes a method of switching a precoding matrix with time, which can be applied even when there is no feedback information.
  • a unitary matrix is used as a matrix used for precoding and that the unitary matrix is switched at random.
  • the application method for the degradation of reception quality in the LOS environment described above It is not described at all, and only switching at random is described.
  • DVB Document A122 Framing structure, channel coding and modulation for a second generation digital terrestrial broadcasting system
  • T2 (DVB-D8)-DVB Document A122 Framing structure, channel coding and modulation L. Vangelista, N.A. Benvenuto, and S.M. Tomasin, “Key technologies for next-generation terrestrial digital television standard DVB-T2,” IEEE Commun. Magazine, vo. 47, no. 10, pp. 146-153, Oct. 2009. T. T. et al. Ohgane, T. Nishimura, and Y.
  • ETSI EN 302 307 “Second generation framing structure, channel coding and modulation systems for broadcasting services, new berthetics, and other severating lithivalents. 1.1.2, June 2006. Y. -L. Ueng, and C.I. -C. Cheng, “a fast-convergence decoding method and memory-efficient VLSI decoder architecture for irregular LDPC codes in the IEEE 802.16E standard E. 1255-1259.
  • S. M.M. Alamouti “A simple transmission diversity technology for wireless communications,” IEEE J. Select. Areas Commun. , Vol. 16, no. 8, pp. 1451-1458, Oct 1998.
  • An object of the present invention is to provide a MIMO system capable of improving reception quality in a LOS environment.
  • a plurality of signals transmitted at the same frequency band and at the same time from a plurality of baseband signals transmitted from the plurality of baseband signals at the same frequency band and at the same time A signal generation method for generating a phase change for both a first baseband signal s1 generated from a first plurality of bits and a second baseband signal s2 generated from a second plurality of bits To generate the first baseband signal s1 ′ after the phase change and the second baseband signal s2 ′ after the phase change, and multiply the first baseband signal s1 ′ after the phase change by u.
  • the second baseband signal s2 ′ after the phase change is multiplied by v, u and v are real numbers different from each other, and the signal obtained by multiplying the first baseband signal s1 ′ after the phase change by u;
  • the phase change amount that is applied to the u-multiplied first baseband signal s1 and the v-multiplied second baseband signal s2 that satisfies T is N phase change amount candidates. Each of the N phase change amounts is selected at least once within a predetermined period.
  • the signal generation device is a signal generation device that generates a plurality of signals transmitted from a plurality of baseband signals at the same frequency band and at the same time, and is generated from a first plurality of bits.
  • the phase change is performed on both the first baseband signal s1 and the second baseband signal s2 generated from the second plurality of bits, and the phase and the first baseband signal s1 ′ after the phase change are changed.
  • a phase changing unit that generates the second baseband signal s2 ′ after the change, and the first baseband signal s1 ′ after the phase change is multiplied by u, and the second baseband signal s2 after the phase change.
  • 'Is multiplied by v, u and v are real numbers different from each other, a signal obtained by multiplying the first baseband signal s1' after the phase change by u, and the second base after the phase change.
  • weighted synthesis is performed in accordance with a predetermined matrix F, and the first weighted synthesized signal z1 and the second weighted synthesized signal z2 are generated as a plurality of signals transmitted at the same frequency band and at the same time.
  • the phase change amount to be applied to the u-folded first baseband signal s1 and the v-folded second baseband signal s2 is selected while switching each of the N phase change amount candidates.
  • Each of the N phase change amount candidates is selected at least once within a predetermined period.
  • Example of configuration of transmission / reception device in spatial multiplexing MIMO transmission system Example of frame configuration
  • Example of transmitter configuration when applying phase change method Example of transmitter configuration when applying phase change method
  • Example of transmitter configuration when applying phase change method Frame configuration example
  • Example of phase change method Example of receiver configuration
  • Configuration example of signal processing unit of receiving apparatus Configuration example of signal processing unit of receiving apparatus
  • Decryption processing method Example of reception status
  • Example of transmitter configuration when applying phase change method Example of transmitter configuration when applying phase change method
  • Example of transmitter configuration when applying phase change method Frame configuration Example Frame configuration example Frame configuration example Frame configuration example Frame configuration example Frame configuration example Frame configuration example Frame configuration example Frame configuration example Frame configuration example Frame configuration example Frame configuration example
  • Example of mapping method Example of mapping method
  • Example of weighted composition unit configuration Example of how symbols are rearranged
  • Example of configuration of transmission / reception device in spatial multiplexing MIMO transmission system Example of BER characteristics
  • Example of phase change method Example of phase change method
  • Example of phase change method Example of phase change method
  • Example of phase change method Example of
  • the configuration of the N t ⁇ N r spatial multiplexing MIMO system is shown in FIG.
  • the information vector z is encoded and interleaved.
  • u i (u i1 ,..., U iM ) (M: number of transmission bits per symbol).
  • the transmission vector s (s 1 ,..., S Nt ) T
  • 2 ⁇ Es / Nt (E s : total energy per channel).
  • equation (6) can be expressed as equation (7).
  • the posterior L-value is expressed as follows in MAP or APP (a posteriori probability).
  • FIG. 23 shows a basic configuration of a system that leads to the following description.
  • a 2 ⁇ 2 spatial multiplexing MIMO system is used, and streams A and B each have an outer encoder, and the two outer encoders are encoders of the same LDPC code (in this case, an LDPC code encoder is used as the outer encoder).
  • the error correction code used by the outer encoder is not limited to the LDPC code, and other error correction codes such as a turbo code, a convolutional code, and an LDPC convolutional code are used in the same manner.
  • the outer encoder is configured to be provided for each transmission antenna, but the configuration is not limited thereto, and there may be a plurality of transmission antennas or a single outer encoder. Has more outer encoders than antennas Even if it is.).
  • the modulation scheme is 2 h -QAM (h bits are transmitted in one symbol).
  • the receiver performs the above-described MIMO signal iterative detection (iterative APP (or Max-log APP) decoding).
  • iterative APP or Max-log APP
  • sum-product decoding is performed.
  • FIG. 2 shows a frame structure and describes the order of symbols after interleaving. At this time, it is assumed that (i a , j a ) and (i b , j b ) are expressed as in the following equations.
  • i a , i b order of symbols after interleaving
  • ⁇ a , ⁇ b stream A and B interleavers
  • ⁇ a ia, ja , ⁇ b ib, jb The order of data before interleaving of streams A and B is shown.
  • ⁇ Iterative decoding> Here, the sum-product decoding and the iterative detection algorithm of the MIMO signal used for decoding the LDPC code in the receiver will be described in detail.
  • a (m) means a set of column indexes that are 1 in the m-th row of the check matrix H
  • B (n) is a set of row indexes that are 1 in the n-th row of the check matrix H.
  • the sum-product decoding algorithm is as follows.
  • Step A ⁇ 4 (calculation of log-likelihood ratio):
  • the log-likelihood ratio L n is obtained as follows for n ⁇ [1, N].
  • Step A ⁇ 5 (counting the number of iterations): If l sum ⁇ l sum, max , increment l sum and return to step A ⁇ 2.
  • l sum l sum, max , this round of sum-product decoding ends.
  • the above is one sum-product decoding operation. Thereafter, iterative detection of the MIMO signal is performed.
  • the variables in the stream A are denoted by m a , n a , ⁇ a mana , ⁇ a mana , ⁇ na, L na
  • Step B (iterative detection; number of iterations k): ⁇ k, na , ⁇ k, nb when the number of iterations is k is calculated from equations (11) (13)-(15) (16) (17) 31)-(34).
  • (X, Y) (a, b) (b, a).
  • FIG. 3 is an example of a configuration of transmitting apparatus 300 in the present embodiment.
  • the encoding unit 302A receives the information (data) 301A and the frame configuration signal 313 as input, and the frame configuration signal 313 (the error correction method used by the encoding unit 302A for error correction encoding of data, the encoding rate, the block length, etc.)
  • the frame configuration signal 313 the error correction method used by the encoding unit 302A for error correction encoding of data, the encoding rate, the block length, etc.
  • a convolutional code, an LDPC code, a turbo code, or the like may be used in accordance with a method specified by the frame configuration signal 313. Error correction encoding is performed, and encoded data 303A is output.
  • the interleaver 304A receives the encoded data 303A and the frame configuration signal 313, performs interleaving, that is, rearranges the order, and outputs the interleaved data 305A. (The interleaving method may be switched based on the frame configuration signal 313.)
  • the mapping unit 306A receives the interleaved data 305A and the frame configuration signal 313 as input and performs QPSK (Quadrature Phase Shift Keying), 16QAM (16 Quadrature Amplitude Modulation), 64QAM (64 Quadrature Amplitude Modulation), etc.
  • the signal 307A is output.
  • the modulation method may be switched based on the frame configuration signal 313.
  • FIG. 19 shows an example of a mapping method on the IQ plane of the in-phase component I and the quadrature component Q constituting the baseband signal in QPSK modulation.
  • FIG. 19B is an example of a mapping method on the IQ plane of QPSK modulation different from FIG. 19A, and FIG. 19B is different from FIG. 19A in that FIG. The signal point in FIG. 19B can be obtained by rotating the signal point around the origin.
  • FIG. 20 shows a signal point arrangement on the IQ plane in the case of 16QAM, and an example corresponding to FIG. 19A is FIG. 20A, and FIG. An example corresponding to is shown in FIG.
  • Encoding section 302B receives information (data) 301B and frame configuration signal 313 as input, and includes frame configuration signal 313 (including information such as an error correction method to be used, a coding rate, and a block length).
  • the error correction method may be switched, for example, error correction coding such as convolutional code, LDPC code, turbo code, etc., and the encoded data.
  • 303B is output.
  • the interleaver 304B receives the encoded data 303B and the frame configuration signal 313, performs interleaving, that is, rearranges the order, and outputs the interleaved data 305B. (The interleaving method may be switched based on the frame configuration signal 313.)
  • the mapping unit 306B receives the interleaved data 305B and the frame configuration signal 313, and performs QPSK (Quadrature Phase Shift Keying), 16QAM (16 Quadrature Amplitude Modulation), 64QAM (64 Quadrature Amplitude Modulation), and so on.
  • the signal 307B is output.
  • the modulation method may be switched based on the frame configuration signal 313.
  • the signal processing method information generation unit 314 receives the frame configuration signal 313 and outputs information 315 related to the signal processing method based on the frame configuration signal 313.
  • the information 315 relating to the signal processing method includes information specifying which precoding matrix is to be used in a fixed manner and information on a phase change pattern for changing the phase.
  • the weighting / synthesizing unit 308A receives the baseband signal 307A, the baseband signal 307B, and the information 315 related to the signal processing method as inputs, and weights and combines the baseband signal 307A and the baseband signal 307B based on the information 315 related to the signal processing method.
  • the signal 309A after the weighted synthesis is output. The details of the weighting synthesis method will be described later in detail.
  • Radio section 310A receives signal 309A after weighted synthesis, performs processing such as quadrature modulation, band limitation, frequency conversion, and amplification, and outputs transmission signal 311A. Transmission signal 311A is output as a radio wave from antenna 312A.
  • the weighting / synthesizing unit 308B receives the baseband signal 307A, the baseband signal 307B, and the information 315 related to the signal processing method as inputs, and weights and combines the baseband signal 307A and the baseband signal 307B based on the information 315 related to the signal processing method.
  • the signal 316B after the weighted synthesis is output.
  • FIG. 21 shows the configuration of the weighting synthesis unit (308A, 308B).
  • a region surrounded by a dotted line is a weighting synthesis unit.
  • the baseband signal 307A is multiplied by w11 to generate w11 ⁇ s1 (t), and is multiplied by w21 to generate w21 ⁇ s1 (t).
  • the baseband signal 307B is multiplied by w12 to generate w12 ⁇ s2 (t), and is multiplied by w22 to generate w22 ⁇ s2 (t).
  • s1 (t) and s2 (t) are BPSK (Binary Phase Shift Shift Keying), QPSK, 8PSK (8 Phase Shift Shift Keying), 16 QAM, 32 QAM (32 Quadrature Amplitude Modulation), It becomes a baseband signal of a modulation scheme such as 64QAM, 256QAM, 16APSK (16 Amplitude Phase Shift Keying).
  • both weighting combining sections perform weighting using a fixed precoding matrix.
  • the precoding matrix the following equation (37) or equation (38) is used under the condition There is a method using (36).
  • the precoding matrix is a
  • precoding matrix is not limited to the equation (36), and the one shown in the equation (39) may be used.
  • a Ae j ⁇ 11
  • b Be j ⁇ 12
  • c Ce j ⁇ 21
  • any one of a, b, c, and d may be “zero”.
  • (2) b zero, a, c, d is not zero
  • (3) c zero, a, b , D is not zero
  • (4) d may be zero
  • a, b, and c may be non-zero.
  • the phase changing unit 317B receives the signal 316B after weighted synthesis and the information 315 related to the signal processing method as inputs, and regularly changes and outputs the phase of the signal 316B. To change regularly, the phase is changed according to a predetermined phase change pattern at a predetermined cycle (for example, every n symbols (n is an integer of 1 or more) or every predetermined time). . Details of the phase change pattern will be described in a fourth embodiment below.
  • Radio section 310B receives signal 309B after the phase change, performs processing such as quadrature modulation, band limitation, frequency conversion, and amplification, and outputs transmission signal 311B.
  • Transmission signal 311B is output as a radio wave from antenna 312B.
  • the FIG. 4 shows a configuration example of a transmission apparatus 400 different from that in FIG. In FIG. 4, a different part from FIG. 3 is demonstrated.
  • Encoding section 402 receives information (data) 401 and frame configuration signal 313 as input, performs error correction encoding based on frame configuration signal 313, and outputs encoded data 402.
  • the distribution unit 404 receives and distributes the encoded data 403, and outputs data 405A and data 405B.
  • the encoding unit is m (m is an integer of 1 or more), and the codes created by each encoding unit
  • the present invention can also be implemented in the same manner when the distribution unit outputs the divided data into two systems of data.
  • FIG. 5 shows an example of a frame configuration on the time axis of the transmission apparatus according to this embodiment.
  • Symbol 500_1 is a symbol for notifying the receiving apparatus of the transmission method. For example, an error correction method used for transmitting a data symbol, information on its coding rate, and a modulation method used for transmitting a data symbol The information etc. is transmitted.
  • Symbol 501_1 is a symbol for estimating channel fluctuation of modulated signal z1 (t) ⁇ where t is time ⁇ transmitted by the transmission apparatus.
  • Symbol 502_1 is a data symbol transmitted by modulated signal z1 (t) to symbol number u (on the time axis), and symbol 503_1 is a data symbol transmitted by modulated signal z1 (t) to symbol number u + 1.
  • Symbol 501_2 is a symbol for estimating channel fluctuation of modulated signal z2 (t) ⁇ where t is time ⁇ transmitted by the transmission apparatus.
  • Symbol 502_2 is a data symbol transmitted from modulated signal z2 (t) to symbol number u
  • symbol 503_2 is a data symbol transmitted from modulated signal z2 (t) to symbol number u + 1.
  • symbols at the same time are transmitted from the transmission antenna using the same (common) frequency.
  • the channel fluctuation of each transmission antenna of the transmission device and each antenna of the reception device is set to h11 (t), h12 (t), h21 (t), and h22 (t), respectively, and reception received by the reception antenna 505 # 1 of the reception device.
  • the signal is r1 (t) and the received signal received by the receiving antenna 505 # 2 of the receiving device is r2 (t)
  • the following relational expression is established.
  • FIG. 6 is a diagram related to the weighting method (precoding method) and the phase changing method in the present embodiment, and the weighting synthesis unit 600 integrates both the weighting synthesis units 308A and 308B of FIG. It is a weighting synthesis unit.
  • the stream s1 (t) and the stream s2 (t) correspond to the baseband signals 307A and 307B of FIG. 3, that is, the bases according to the mapping of modulation schemes such as QPSK, 16QAM, and 64QAM.
  • the in-phase I component and quadrature Q component of the band signal is a diagram related to the weighting method (precoding method) and the phase changing method in the present embodiment, and the weighting synthesis unit 600 integrates both the weighting synthesis units 308A and 308B of FIG. It is a weighting synthesis unit.
  • the stream s1 (t) and the stream s2 (t) correspond to the baseband signals 307A and 307B of FIG. 3, that is, the bases according to the mapping
  • the stream s1 (t) represents the signal with symbol number u as s1 (u), the signal with symbol number u + 1 as s1 (u + 1), and so on.
  • a signal with a symbol number u is represented as s2 (u)
  • a signal with a symbol number u + 1 is represented as s2 (u + 1), and so on.
  • the weighting / synthesizing unit 600 receives the baseband signals 307A (s1 (t)) and 307B (s2 (t)) and the information 315 related to the signal processing method in FIG. 3, and performs weighting according to the information 315 related to the signal processing method.
  • the phase changing unit 317B changes the phase of the weighted signal 316B (z2 '(t)) and outputs a signal 309B (z2 (t)) after the phase change.
  • y (t) is an expression for changing the phase in accordance with a predetermined method.
  • the phase change expression at time u is expressed by, for example, Expression (43). be able to.
  • phase change equation at time u + 1 can be expressed by equation (44), for example.
  • phase change equation at time u + k can be expressed by equation (45).
  • the regular phase change examples shown in the equations (43) to (45) are merely examples.
  • the period of regular phase change is not limited to four. If the number of periods increases, there is a possibility that the reception performance (more precisely, error correction performance) of the receiving apparatus can be improved accordingly. It's likely that you should avoid small values such as.)
  • phase change examples shown in the above equations (43) to (45) the configuration in which the rotation is sequentially rotated by a predetermined phase (in the above equation, by ⁇ / 2) is shown.
  • the phase may be changed randomly.
  • the phase by which y (t) is multiplied in the order as shown in Expression (46) or Expression (47) may be changed according to a predetermined cycle.
  • What is important in the regular change of the phase is that the phase of the modulation signal is changed regularly, and the degree of the phase to be changed is made as uniform as possible, for example, from ⁇ radians to ⁇ radians.
  • the phase changing unit 317B determines the phase of the input signal and the degree of change. Change while changing.
  • the reception quality may be greatly improved.
  • the special precoding matrix depends on the phase and amplitude components of the direct wave when received. Different.
  • there is a certain rule in the LOS environment If the phase of the transmission signal is regularly changed in accordance with this rule, the data reception quality is greatly improved.
  • the present invention proposes a signal processing method that improves the LOS environment.
  • FIG. 7 shows an example of the configuration of receiving apparatus 700 in the present embodiment.
  • Radio section 703_X receives reception signal 702_X received by antenna 701_X, performs processing such as frequency conversion and orthogonal demodulation, and outputs baseband signal 704_X.
  • Channel fluctuation estimation section 705_1 in modulated signal z1 transmitted by the transmission apparatus receives baseband signal 704_X, extracts channel estimation reference symbol 501_1 in FIG. 5, and obtains a value corresponding to h11 in equation (40).
  • the channel estimation signal 706_1 is output.
  • Channel fluctuation estimation section 705_2 in modulated signal z2 transmitted by the transmission apparatus receives baseband signal 704_X, extracts channel estimation reference symbol 501_2 in FIG. 5, and obtains a value corresponding to h12 in equation (40).
  • the channel estimation signal 706_2 is output.
  • Radio section 703_Y receives reception signal 702_Y received by antenna 701_Y, performs processing such as frequency conversion and orthogonal demodulation, and outputs baseband signal 704_Y.
  • Channel fluctuation estimation section 707_1 in modulated signal z1 transmitted from the transmission apparatus receives baseband signal 704_Y as input, extracts channel estimation reference symbol 501_1 in FIG. 5, and obtains a value corresponding to h21 in equation (40).
  • the channel estimation signal 708_1 is output.
  • Channel fluctuation estimation section 707_2 in modulated signal z2 transmitted from the transmission apparatus receives baseband signal 704_Y as input, extracts channel estimation reference symbol 501_2 in FIG. 5, and obtains a value corresponding to h22 in equation (40).
  • the channel estimation signal 708_2 is output.
  • Control information decoding section 709 receives baseband signals 704_X and 704_Y, detects symbol 500_1 for notifying the transmission method of FIG. 5, and outputs a signal 710 related to the transmission method information notified by the transmission apparatus.
  • the signal processing unit 711 receives the baseband signals 704_X and 704_Y, the channel estimation signals 706_1, 706_2, 708_1, and 708_2, and the signal 710 related to the transmission method notified by the transmission apparatus, performs detection and decoding, and performs reception data 712_1 and 712_2 are output.
  • FIG. 8 shows an example of the configuration of the signal processing unit 711 in the present embodiment.
  • FIG. 8 mainly includes an INNER MIMO detection unit, a soft-in / soft-out decoder, and a coefficient generation unit.
  • the details of the iterative decoding method in this configuration are described in Non-Patent Document 2 and Non-Patent Document 3, but the MIMO transmission methods described in Non-Patent Document 2 and Non-Patent Document 3 are spatial multiplexing MIMO transmissions.
  • the transmission method in this embodiment is a MIMO transmission method in which the phase of a signal is regularly changed with time and a precoding matrix is used, it is a non-patent document 2, This is different from Patent Document 3.
  • the (channel) matrix in equation (36) is H (t)
  • the precoding weight matrix in FIG. 6 is F (where the precoding matrix is a fixed one that is not changed in one received signal)
  • the matrix of the phase change equation by the phase change unit is Y (t) (where Y (t) changes according to t)
  • the receiving apparatus can apply the decoding methods of Non-Patent Document 2 and Non-Patent Document 3 to the received vector R (t) by obtaining H (t) ⁇ Y (t) ⁇ F. . Therefore, the coefficient generation unit 819 in FIG. 8 transmits a signal 818 related to information on the transmission method notified by the transmission apparatus (information for specifying a fixed precoding matrix and a phase change pattern when the phase is changed). (Corresponding to 710 in FIG. 7) is input, and a signal 820 relating to signal processing method information is output.
  • the INNER MIMO detection unit 803 receives a signal 820 relating to information on a signal processing method as an input, and uses this signal to perform iterative detection / decoding by using the relationship of Equation (48). Will be described.
  • the signal processing unit configured as shown in FIG. 8 needs to perform a processing method as shown in FIG. 10 in order to perform iterative decoding (iterative detection). First, one codeword (or one frame) of the modulation signal (stream) s1 and one codeword (or one frame) of the modulation signal (stream) s2 are decoded.
  • the storage unit 815 has a baseband signal 801X (corresponding to the baseband signal 704_X in FIG. 7), a channel estimation signal group 802X (corresponding to the channel estimation signals 706_1 and 706_2 in FIG. 7), and a baseband.
  • the signal 801Y (corresponding to the baseband signal 704_Y in FIG. 7) and the channel estimation signal group 802Y (corresponding to the channel estimation signals 708_1 and 708_2 in FIG. 7) are input to realize iterative decoding (iterative detection).
  • H (t) ⁇ Y (t) ⁇ F in the equation (48) is executed (calculated), and the calculated matrix is stored as a modified channel signal group.
  • the storage unit 815 outputs the above signals as a baseband signal 816X, a modified channel estimation signal group 817X, a baseband signal 816Y, and a modified channel estimation signal group 817Y when necessary.
  • the INNER MIMO detection unit 803 receives the baseband signal 801X, the channel estimation signal group 802X, the baseband signal 801Y, and the channel estimation signal group 802Y.
  • the modulation scheme of the modulation signal (stream) s1 and the modulation signal (stream) s2 will be described as 16QAM.
  • the INNER MIMO detection unit 803 first executes H (t) ⁇ Y (t) ⁇ F from the channel estimation signal group 802X and the channel estimation signal group 802Y to obtain candidate signal points corresponding to the baseband signal 801X.
  • the state at that time is shown in FIG.
  • ⁇ black circle
  • the modulation method is 16QAM
  • FIG. 11 shows an image diagram, all 256 candidate signal points are not shown.
  • 4 bits transmitted by the modulation signal s1 are b0, b1, b2, b3, and the modulation signal s2.
  • step b4 Assuming that the 4 bits transmitted in step b4 are b4, b5, b6, b7, there are candidate signal points corresponding to (b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7) in FIG. Then, the squared Euclidean distance between the reception signal point 1101 (corresponding to the baseband signal 801X) and each candidate signal point is obtained. Then, each square Euclidean distance is divided by the noise variance ⁇ 2 .
  • Each baseband signal and modulated signals s1 and s2 are complex signals.
  • H (t) ⁇ Y (t) ⁇ F is executed from the channel estimation signal group 802X and the channel estimation signal group 802Y, a candidate signal point corresponding to the baseband signal 801Y is obtained, and a reception signal point (baseband signal)
  • the square Euclidean distance is calculated by dividing the square Euclidean distance by the noise variance ⁇ 2 . Therefore, a value obtained by dividing the candidate signal point corresponding to (b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7) and the received signal point squared Euclidean distance by the variance of noise is represented by E Y (b0, b1, b2 , B3, b4, b5, b6, b7).
  • E X (b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7) + E Y (b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7) E (b0, b1, b2, b3) , B4, b5, b6, b7).
  • the INNER MIMO detection unit 803 outputs E (b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7) as a signal 804.
  • Log likelihood calculation section 805A receives signal 804, calculates the log likelihood of bits b0 and b1, and b2 and b3, and outputs log likelihood signal 806A. However, in the calculation of the log likelihood, the log likelihood when “1” and the log likelihood when “0” are calculated.
  • the calculation method is as shown in Expression (28), Expression (29), and Expression (30), and details are shown in Non-Patent Document 2 and Non-Patent Document 3.
  • log likelihood calculation section 805B receives signal 804 as input, calculates log likelihood of bits b4 and b5 and b6 and b7, and outputs log likelihood signal 806B.
  • the deinterleaver (807A) receives the log likelihood signal 806A, performs deinterleaving corresponding to the interleaver (interleaver (304A in FIG. 3)), and outputs a log likelihood signal 808A after deinterleaving.
  • the deinterleaver (807B) receives the log likelihood signal 806B, performs deinterleaving corresponding to the interleaver (interleaver (304B) in FIG. 3), and outputs a log likelihood signal 808B after deinterleaving.
  • Log-likelihood ratio calculation section 809A receives log-likelihood signal 808A after deinterleaving as input, and calculates a log-likelihood ratio (LLR: Log-likelihood Ratio) of bits encoded by encoder 302A in FIG.
  • LLR Log-likelihood Ratio
  • log-likelihood ratio calculation section 809B receives log-likelihood signal 808B after deinterleaving as input, and uses a log-likelihood ratio (LLR: Log-Likelihood Ratio) of bits encoded by encoder 302B in FIG. ) And a log likelihood ratio signal 810B is output.
  • the soft-in / soft-out decoder 811A receives the log likelihood ratio signal 810A, performs decoding, and outputs a log likelihood ratio 812A after decoding.
  • Soft-in / soft-out decoder 811B receives log-likelihood ratio signal 810B as input, performs decoding, and outputs decoded log-likelihood ratio 812B.
  • the interleaver (813A) receives the log-likelihood ratio 812A after decoding obtained in the (k-1) th soft-in / soft-out decoding, performs interleaving, and outputs a log-likelihood ratio 814A after interleaving.
  • the interleave pattern of the interleaver (813A) is the same as the interleave pattern of the interleaver (304A) of FIG.
  • the interleaver (813B) receives the log likelihood ratio 812B after decoding obtained in the (k-1) th soft-in / soft-out decoding, performs interleaving, and outputs the log likelihood ratio 814B after interleaving. .
  • the interleave pattern of the interleaver (813B) is the same as the interleave pattern of the interleaver (304B) of FIG.
  • the INNER MIMO detection unit 803 inputs a baseband signal 816X, a modified channel estimation signal group 817X, a baseband signal 816Y, a modified channel estimation signal group 817Y, an interleaved log likelihood ratio 814A, and an interleaved log likelihood ratio 814B. And Here, not the baseband signal 801X, the channel estimation signal group 802X, the baseband signal 801Y, and the channel estimation signal group 802Y, but the baseband signal 816X, the modified channel estimation signal group 817X, the baseband signal 816Y, and the modified channel estimation signal group 817Y. Is used because of a delay time due to iterative decoding.
  • the difference between the operation at the time of iterative decoding of the INNER MIMO detection unit 803 and the operation at the time of initial detection is that the log likelihood ratio 814A after interleaving and the log likelihood ratio 814B after interleaving are used in signal processing. It is.
  • the INNER MIMO detection unit 803 first obtains E (b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7) as in the initial detection.
  • coefficients corresponding to Equation (11) and Equation (32) are obtained from the log likelihood ratio 814A after interleaving and the log likelihood ratio 814B after interleaving.
  • E (b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7) is corrected using the obtained coefficient, and the value is changed to E ′ (b0, b1, b2, b3, b4, b5). , B6, b7) and output as a signal 804.
  • Log likelihood calculation section 805A receives signal 804, calculates the log likelihood of bits b0 and b1, and b2 and b3, and outputs log likelihood signal 806A. However, in the calculation of the log likelihood, the log likelihood when “1” and the log likelihood when “0” are calculated.
  • the calculation method is as shown in Formula (31), Formula (32), Formula (33), Formula (34), and Formula (35), and is shown in Non-Patent Document 2 and Non-Patent Document 3. .
  • log likelihood calculation section 805B receives signal 804 as input, calculates log likelihood of bits b4 and b5 and b6 and b7, and outputs log likelihood signal 806B.
  • the operation after the deinterleaver is the same as the initial detection.
  • FIG. 8 shows the configuration of the signal processing unit in the case of performing iterative detection. However, iterative detection is not necessarily an essential configuration for obtaining good reception quality, and is a component required only for iterative detection.
  • the interleaver 813A or 813B may be omitted. At this time, the INNER MIMO detection unit 803 does not perform repetitive detection.
  • An important part of the present embodiment is to perform an operation of H (t) ⁇ Y (t) ⁇ F.
  • initial detection and iterative detection may be performed using QR decomposition.
  • linear calculation of MMSE (Minimum Mean Square Error) and ZF (Zero Forcing) is performed based on H (t) ⁇ Y (t) ⁇ F, and initial detection is performed. You may go.
  • FIG. 9 shows a configuration of a signal processing unit different from that in FIG. 8, and is a signal processing unit for a modulated signal transmitted by the transmission apparatus in FIG.
  • the difference from FIG. 8 is the number of soft-in / soft-out decoders.
  • the soft-in / soft-out decoder 901 receives log likelihood ratio signals 810A and 810B as inputs, performs decoding, and performs decoding.
  • a log likelihood ratio 902 is output.
  • the distribution unit 903 receives the log likelihood ratio 902 after decoding as input, and performs distribution.
  • the other parts are the same as in FIG.
  • the precoding matrix is multiplied and the phase is changed with time.
  • the operation of the receiving apparatus is described with the number of antennas being limited, but it can be similarly implemented even when the number of antennas is increased. That is, the number of antennas in the receiving apparatus does not affect the operation and effect of the present embodiment.
  • the LDPC code has been described as an example.
  • the present invention is not limited to this, and the decoding method is not limited to the sum-product decoding as a soft-in / soft-out decoder.
  • the decoding method is not limited to the sum-product decoding as a soft-in / soft-out decoder.
  • soft-in / soft-out decoding methods such as BCJR algorithm, SOVA algorithm, Max-log-MAP algorithm, and the like. Details are described in Non-Patent Document 6.
  • the single carrier method has been described as an example.
  • the present invention is not limited to this, and the same can be performed even when multicarrier transmission is performed. Therefore, for example, spread spectrum communication system, OFDM (Orthogonal Frequency-Division Multiplexing) system, SC-FDMA (Single Carrier Frequency Access, etc.), Multiple-Multiple Access (SC) -OFDM (SingleCurrencyMid- wise).
  • OFDM Orthogonal Frequency-Division Multiplexing
  • SC-FDMA Single Carrier Frequency Access, etc.
  • SC Multiple-Multiple Access
  • symbols other than data symbols for example, pilot symbols (preamble, unique word, etc.), control information transmission symbols, and the like may be arranged in any manner.
  • FIG. 12 shows a configuration of a transmission apparatus when the OFDM method is used.
  • the OFDM scheme-related processing unit 1201A receives the weighted signal 309A, performs OFDM scheme-related processing, and outputs a transmission signal 1202A.
  • the OFDM scheme-related processing unit 1201B receives the signal 309B after the phase change and outputs a transmission signal 1202B.
  • FIG. 13 shows an example of the configuration after the OFDM scheme related processing units 1201A and 1201B in FIG. 12, and the portions related to 1201A to 312A in FIG. 12 are 1301A to 1310A, and the portions related to 1201B to 312B Are 1301B to 1310B.
  • the serial / parallel converter 1302A performs serial / parallel conversion on the weighted signal 1301A (corresponding to the weighted signal 309A in FIG. 12), and outputs a parallel signal 1303A.
  • Rearranger 1304A receives parallel signal 1303A as input, performs rearrangement, and outputs rearranged signal 1305A.
  • the rearrangement will be described in detail later.
  • the inverse fast Fourier transform unit 1306A receives the rearranged signal 1305A, performs inverse fast Fourier transform, and outputs a signal 1307A after the inverse Fourier transform.
  • Radio section 1308A receives signal 1307A after inverse Fourier transform as input, performs processing such as frequency conversion and amplification, outputs modulated signal 1309A, and modulated signal 1309A is output from antenna 1310A as a radio wave.
  • the serial / parallel converter 1302B performs serial / parallel conversion on the weighted signal 1301B whose phase has been changed (corresponding to the signal 309B after the phase change in FIG. 12), and outputs a parallel signal 1303B.
  • Rearranger 1304B receives parallel signal 1303B as input, performs rearrangement, and outputs rearranged signal 1305B. The rearrangement will be described in detail later.
  • the inverse fast Fourier transform unit 1306B receives the rearranged signal 1305B, performs an inverse fast Fourier transform, and outputs a signal 1307B after the inverse Fourier transform.
  • Radio section 1308B receives signal 1307B after inverse Fourier transform as input, performs processing such as frequency conversion and amplification, outputs modulated signal 1309B, and modulated signal 1309B is output as a radio wave from antenna 1310B.
  • phase 3 is not a transmission system using multicarriers, the phase is changed so as to be four periods as shown in FIG. 6, and the symbols after the phase change are arranged in the time axis direction.
  • a multi-carrier transmission scheme such as the OFDM scheme shown in FIG. 12
  • the symbols after precoding and changing the phase are arranged in the time axis direction as shown in FIG.
  • a method for each (sub) carrier is conceivable, but in the case of a multicarrier transmission method, a method of arranging using the frequency axis direction or both the frequency axis and the time axis is conceivable.
  • this point will be described.
  • FIG. 14 shows an example of the symbol rearrangement method in the rearrangement units 1301A and 1301B in FIG. 13 at the horizontal axis frequency and the vertical axis time, and the frequency axis ranges from (sub) carrier 0 to (sub) carrier 9.
  • the modulation signals z1 and z2 use the same frequency band at the same time (time), and
  • FIG. 14A shows a symbol rearrangement method of the modulation signal z1, and
  • FIG. Indicates a rearrangement method of symbols of the modulation signal z2. Numbers such as # 0, # 1, # 2, # 3,... Are sequentially assigned to the symbols of the weighted signal 1301A input to the serial / parallel conversion unit 1302A.
  • # 0, # 1, # 2, and # 3 are equivalent to one period.
  • # 4n, # 4n + 1, # 4n + 2, # 4n + 3 (n is an integer of 0 or more) is one cycle.
  • symbols # 0, # 1, # 2, # 3,... are arranged in order from carrier 0, and symbols # 0 to # 9 are arranged at time $ 1. Thereafter, symbols # 10 to # 19 are regularly arranged such that they are arranged at time $ 2.
  • the modulation signals z1 and z2 are complex signals.
  • # 0, # 1, # 2, # 3,... are sequentially assigned to the symbols of the signal 1301B after the weighted and phase-changed input, which is input to the serial / parallel converter 1302B. .
  • # 0, # 1, # 2, and # 3 are changed in different phases, and # 0, # 1, # 2, and # 3 are equal. This is the period.
  • # 4n, # 4n + 1, # 4n + 2, and # 4n + 3 are changed in phase, and # 4n, # 4n + 1, # 4n + 2, and # 4n + 3 are one. This is the period.
  • symbols # 0, # 1, # 2, # 3,... are arranged in order from carrier 0, and symbols # 0 to # 9 are arranged at time $ 1.
  • symbols # 10 to # 19 are regularly arranged such that they are arranged at time $ 2.
  • a symbol group 1402 shown in FIG. 14B is a symbol for one period when the phase changing method shown in FIG. 6 is used, and symbol # 0 is a symbol when the phase at time u in FIG. 6 is used.
  • Symbol # 1 is a symbol when the phase at time u + 1 in FIG. 6 is used, symbol # 2 is a symbol when the phase at time u + 2 in FIG. 6 is used, and symbol # 3 is the symbol in FIG.
  • symbol #x when x mod 4 is 0 (the remainder when x is divided by 4, and therefore mod: modulo), symbol #x is a symbol when the phase at time u in FIG. 6 is used.
  • symbol #x when x mod 4 is 1, symbol #x is a symbol when the phase at time u + 1 in FIG. 6 is used, and when x mod 4 is 2, symbol #x has the phase at time u + 2 in FIG.
  • symbol #x is a symbol when the phase at time u + 3 in FIG. 6 is used.
  • the phase of modulated signal z1 shown in FIG. 14A is not changed.
  • symbols can be arranged in the frequency axis direction.
  • the way of arranging symbols is not limited to the arrangement as shown in FIG. Another example will be described with reference to FIGS. 15 and 16.
  • FIG. 15 shows an example of the symbol rearrangement method in the rearrangement units 1301A and 1301B in FIG. 13 at the horizontal axis frequency and the vertical axis time different from FIG. 14, and FIG. 15A shows the modulation signal z1.
  • FIG. 15B shows a symbol rearrangement method of the modulation signal z2.
  • 15A and 15B is different from FIG. 14 in that the symbol rearrangement method of the modulation signal z1 and the symbol rearrangement method of the modulation signal z2 are different.
  • FIG. 0 to # 5 are allocated from carrier 4 to carrier 9
  • symbols # 6 to # 9 are allocated to carriers 0 to 3
  • symbols # 10 to # 19 are allocated to each carrier according to the same rule.
  • the symbol group 1502 shown in FIG. 15B is a symbol for one period when the phase changing method shown in FIG. 6 is used.
  • FIG. 16 shows an example of a symbol rearrangement method in the rearrangement units 1301A and 1301B in FIG. 13 at a horizontal frequency and vertical axis time different from FIG. 14, and FIG. 16 (A) shows the modulation signal z1.
  • FIGS. 16A and 16B differ from FIG. 14 in that symbols are arranged in order on the carrier in FIG. 14, whereas symbols are not arranged in order on the carrier in FIG. Is a point.
  • the rearrangement method of the symbols of the modulation signal z1 and the rearrangement method of the modulation signal z2 may be different.
  • FIG. 17 shows an example of a symbol rearrangement method in rearrangement units 1301A and 1301B in FIG. 13 at a horizontal axis frequency and a vertical axis time different from those in FIGS. 14 to 16, and FIG.
  • the symbol rearrangement method for the signal z1 and FIG. 17B shows the symbol rearrangement method for the modulation signal z2.
  • symbols are arranged in the frequency axis direction, but in FIG. 17, symbols are arranged using both the frequency and time axes.
  • FIG. 6 illustrates an example in which the phase change is switched in 4 slots, but here, an example in which switching is performed in 8 slots will be described.
  • a symbol group 1702 shown in FIG. 17 is a symbol for one period when using the phase changing method (thus, eight symbols), symbol # 0 is a symbol when using the phase at time u, and symbol # 0 1 is a symbol when using the phase at time u + 1, symbol # 2 is a symbol when using the phase at time u + 2, and symbol # 3 is a symbol when using the phase at time u + 3.
  • # 4 is a symbol when using the phase at time u + 4
  • symbol # 5 is a symbol when using the phase at time u + 5
  • symbol # 6 is a symbol when using the phase at time u + 6
  • Symbol # 7 is a symbol when the phase at time u + 7 is used.
  • symbol #x when x mod 8 is 0, symbol #x is a symbol when the phase at time u is used, and when x mod 8 is 1, symbol #x uses the phase at time u + 1
  • symbol #x is a symbol when the phase at time u + 2 is used, and when x mod 8 is 3, symbol #x uses the phase at time u + 3
  • symbol #x is a symbol when the phase at time u + 4 is used, and when x mod 8 is 5, symbol #x uses the phase at time u + 5
  • symbol #x is a symbol when the phase at time u + 6 is used, and symbol when x mod 8 is 7 x is a symbol when using the phase of the time u + 7.
  • the number of symbols per minute is m ⁇ n symbols (that is, there are m ⁇ n types of phases to be multiplied) n slots in the frequency axis direction (number of carriers) used to arrange symbols for one period, the time axis If the slot used in the direction is m, m> n is preferable. This is because the phase of the direct wave is more gradual in fluctuation in the time axis direction than in the frequency axis direction.
  • FIG. 18 shows an example of the symbol rearrangement method in the rearrangement units 1301A and 1301B in FIG. 13 at the horizontal axis frequency and the vertical axis time different from FIG. 17, and FIG. 18 (A) shows the modulation signal z1.
  • FIG. 18B shows a symbol rearrangement method of the modulation signal z2.
  • symbols are arranged using both the frequency and the time axis as in FIG. 17, but the difference from FIG. 17 is that in FIG. 17, the frequency direction is prioritized, and then the time axis direction.
  • the time axis direction is prioritized, and then symbols are arranged in the time axis direction.
  • a symbol group 1802 is a symbol for one period when the phase changing method is used.
  • FIGS. 17 and 18 similarly to FIG. 15, even if the symbol arrangement method of the modulation signal z ⁇ b> 1 and the symbol arrangement method of the modulation signal z ⁇ b> 2 are different, the implementation can be similarly performed. An effect that reception quality can be obtained can be obtained. Further, in FIGS. 17 and 18, even if symbols are not sequentially arranged as in FIG. 16, it can be implemented in the same manner, and an effect that high reception quality can be obtained can be obtained. it can.
  • FIG. 22 shows an example of the symbol rearrangement method in the rearrangement units 1301A and 130B in FIG. 13 at the horizontal axis frequency and the vertical axis time different from the above.
  • the phase change using the phase of the time u is used for the symbol # 0
  • the phase change using the phase of the time u + 1 is used for the # 1
  • the phase change using the phase of the time u + 2 is used for the # 2
  • the phase of the time u + 3 is used.
  • the phase change that was made shall be performed.
  • the phase change using the phase at time u is used for the symbol # 4
  • the phase change using the phase at time u + 1 is used for the symbol # 5
  • the phase at time u + 2 is used for # 6.
  • # 7 the phase change using the phase at time u + 3 is performed.
  • phase change as described above was performed for the symbol at time $ 1, since the cyclic shift is performed in the time axis direction, the phase change is performed as follows for the symbol groups 2201, 2202, 2203, and 2204. Will do.
  • the phase change using the phase of the time u is used for the symbol # 0
  • the phase change using the phase of the time u + 1 is used for the # 9
  • the phase change using the phase of the time u + 2 is used for the # 18.
  • the phase is changed using the phase at time u + 3.
  • the phase change using the phase of the time u is used for the symbol # 28
  • the phase change using the phase of the time u + 1 is used for the # 1
  • the phase change using the phase of the time u + 2 is used for the # 10
  • the phase is changed using the phase at time u + 3.
  • the phase change using the phase at time u is performed for the symbol # 20
  • the phase change using the phase at time u + 1 is performed at # 29
  • the phase change using the phase at time u + 2 is performed at # 2.
  • the phase change using the phase at time u + 3 is performed.
  • the phase change using the phase of the time u is used for the symbol # 12
  • the phase change using the phase of the time u + 1 is used for the symbol # 21
  • the phase change using the phase of the time u + 2 is used for the # 30.
  • the phase change using the phase at time u + 3 is performed.
  • the feature in FIG. 22 is that, for example, when attention is paid to the symbol # 11, both the adjacent symbols (# 10 and # 12) in the frequency axis direction at the same time change the phase using a phase different from # 11.
  • both the symbols (# 2 and # 20) adjacent to each other in the time axis direction of the same carrier of the symbol # 11 are changed in phase using a phase different from # 11.
  • the above-mentioned characteristics are realized by providing the characteristic of cyclically shifting the symbol arrangement order.
  • the phase changing unit 317 ⁇ / b> B is configured to change the phase only for one output from the weighting synthesis unit 600.
  • the timing for changing the phase may be executed before the precoding by the weighting synthesis unit 600, and the transmission apparatus may replace the configuration shown in FIG.
  • the phase changing unit 317B may be provided in the preceding stage of the weighting synthesis unit 600.
  • phase change may be performed on both of the modulation signals s1 (t) and s2 (t), and the transmission apparatus is configured as shown in FIG. 26 instead of the configuration shown in FIG.
  • the phase changing unit may be provided for both outputs of the weighting synthesis unit 600.
  • the phase changing unit 317A regularly changes the phase of the input signal in the same manner as the phase changing unit 317B, changes the phase of the precoded signal z1 ′ (t) from the weighting synthesis unit, The signal z1 (t) whose phase has been changed is output to the transmitter.
  • phase changing unit 317A and the phase changing unit 317B change the phases as shown in FIG. (However, the following is one example, and the phase changing method is not limited to this.)
  • the period which changes a phase regularly may be the same in the phase change part 317A and the phase change part 317B, and may differ.
  • the timing for changing the phase may be before execution of precoding by the weighting synthesis section, and the transmission apparatus may have the configuration shown in FIG. 27 instead of the configuration shown in FIG.
  • each transmission signal includes information on each phase change pattern, for example, as control information, and the receiving apparatus obtains this control information.
  • the phase change method that is, the phase change pattern, which is regularly switched by the transmission apparatus, and thereby correct demodulation (detection) can be performed.
  • FIG. 28 differs from FIG. 6 in that information 2800 regarding phase change ON / OFF exists, and the phase change is performed to either z1 ′ (t) or z2 ′ (t) (at the same time). Alternatively, the phase change is applied to either z1 ′ (t) or z2 ′ (t) at the same frequency.). Therefore, since the phase change is performed to either z1 ′ (t) or z2 ′ (t), the phase change unit 317A and the phase change unit 317B in FIG. 28 perform the phase change (ON). In some cases, the phase is not changed (OFF).
  • This control information related to ON / OFF is information 2800 related to phase change ON / OFF. Information 2800 regarding this phase change ON / OFF is output from the signal processing method information generation unit 314 shown in FIG.
  • the phase change period is composed of the time for changing the phase only for z1 ′ (t) and the time for changing the phase only for z2 ′ (t).
  • the cycle in which the phase change is performed only for z1 ′ (t) and the cycle in which the phase change is performed only for z2 ′ (t) are the same.
  • the present invention is not limited to this, and z1 ′ ( The period when the phase is changed only for t) and the period when the phase is changed only for z2 ′ (t) may be different.
  • z1 ′ (t) is described to change the phase in 4 cycles and then z2 ′ (t) is changed in 4 cycles.
  • Z1 ′ (t) and z2 ′ (t) may be changed in any order (for example, z1 ′ (t) and z2 ′ (t) may be alternately changed).
  • the phase change period is composed of the time for changing the phase only for s1 (t) and the time for changing the phase for only s2 (t).
  • the cycle for changing the phase only for s1 (t) and the cycle for changing the phase for only s2 (t) are the same, but this is not restrictive, and only s1 (t) is used.
  • the period for changing the phase may be different from the period for changing the phase only for s2 (t).
  • phase change of (t) and the phase change of s2 (t) may be used (for example, the phase change of s1 (t) and the phase change of s2 (t) may be performed alternately, (The order may be according to a certain rule, or the order may be random.)
  • the phase change of s1 (t) and the phase change of s2 (t) may be performed alternately, (The order may be according to a certain rule, or the order may be random.)
  • the phase is periodically switched in the symbol, the error correction capability after error correction decoding can be improved, so that the reception quality in the LOS environment can be improved.
  • the single carrier method is described as an example, that is, the case where the phase change is performed with respect to the time axis.
  • the present invention is not limited to this, and the same applies even when multicarrier transmission is performed Can do. Therefore, for example, spread spectrum communication method, OFDM (Orthogonal Frequency-Division Multiplexing) method, SC-FDMA (Single Carrier Frequency Multiple Access), SC-OFDM (Single Carrier Multiple Access), SC-OFDM (Single Carrier Multiple Access) The same can be applied to the case of using the wavelet OFDM method shown in FIG.
  • OFDM Orthogonal Frequency-Division Multiplexing
  • SC-FDMA Single Carrier Frequency Multiple Access
  • SC-OFDM Single Carrier Multiple Access
  • SC-OFDM Single Carrier Multiple Access
  • the phase change is performed in the frequency axis direction. That is, in this embodiment, in the description of the phase change in the t direction, by replacing t with f (f: frequency ((sub) carrier)), the phase change method described in this embodiment is considered. Can be applied to change the phase in the frequency direction. Further, the phase changing method of the present embodiment can also be applied to the phase change in the time-frequency direction as in the description of the first embodiment.
  • FIGS. 6, 25, 26, and 27 show the case where the phase is changed in the time axis direction.
  • time t is replaced with carrier f.
  • it corresponds to changing the phase in the frequency direction, and by changing the time t to the time t and the frequency f, that is, (t) is replaced with (t, f), the phase is changed in the time-frequency block.
  • symbols other than data symbols for example, pilot symbols (preamble, unique word, etc.), control information transmission symbols, and the like may be arranged in any manner.
  • the phase is regularly changed.
  • each receiving device in the receiving devices that are scattered in various places as viewed from the transmitting device, each receiving device can obtain good data reception quality regardless of where the receiving devices are arranged. Disclose the method.
  • FIG. 31 shows an example of a frame configuration of a part of symbols of a signal on the time-frequency axis when a multicarrier scheme such as the OFDM scheme is used in a transmission scheme that regularly changes the phase.
  • a multicarrier scheme such as the OFDM scheme
  • FIG. 6 shows a case where the phase change is performed in the time axis direction, but in FIG. 6, by replacing the time t with the carrier f, this corresponds to performing the phase change in the frequency direction. (By replacing time t with time t and frequency f, ie, (t) with (t, f), this corresponds to performing phase change in a block of time frequency.)
  • FIG. 31 shows a frame configuration of the modulated signal z2 ′ that is an input of the phase changing unit 317B shown in FIG. 12, and one square is a symbol (however, both pre-coding and s1 and s2 are both performed). However, depending on the configuration of the precoding matrix, only one of the signals s1 and s2 may be included).
  • carrier 2 may be called a subcarrier.
  • the channel status of the most adjacent symbol in time $ 2 that is, the symbol 3103 at time $ 1 of carrier 2 and the symbol 3101 at time $ 3 are the channel states of carrier 2 and symbol 3100 at time $ 2. It is highly correlated with channel conditions.
  • each channel state of the symbols 3101, 3102, 3103, and 3104 has a very high correlation with the channel state of the symbol 3100.
  • N types of phases are prepared as phases to be multiplied in a transmission method that regularly changes phases.
  • e j0 is added to the symbol shown in FIG. 31. This is because the signal z2 ′ in FIG. 6 in this symbol is multiplied by “e j0 ” to change the phase.
  • Means that That is, the values described in each symbol in FIG. 31 are the same as y (t) in equation (42) and z2 (t) y 2 (t) z2 ′ (t) described in the second embodiment. This is the value of y 2 (t).
  • a high data reception quality is obtained on the receiving apparatus side by utilizing the high correlation between the channel states of symbols adjacent in the frequency axis direction and / or symbols adjacent in the time axis direction. Disclose the symbol arrangement of the symbols whose phase is changed. ⁇ Condition # 1> and ⁇ Condition # 2> can be considered as conditions for obtaining high data reception quality on the receiving side.
  • time X and carrier Y are data.
  • Symbols for transmission (hereinafter referred to as data symbols), and adjacent symbols in the time axis direction, that is, time X ⁇ 1 ⁇ carrier Y and time X + 1 ⁇ carrier Y are all data symbols.
  • the baseband signal z2 ′ after precoding corresponding to the data symbol that is, the baseband signal z2 ′ after precoding in time X ⁇ carrier Y, time X ⁇ 1 ⁇ carrier Y and time X + 1 ⁇ carrier Y, In either case, a different phase change is performed.
  • Symbols for transmission (hereinafter referred to as data symbols), which are adjacent in the frequency axis direction, that is, when time X ⁇ carrier Y ⁇ 1 and time X ⁇ carrier Y + 1 are both data symbols, these 3
  • the baseband signal z2 ′ after precoding corresponding to one data symbol that is, the baseband signal z2 ′ after precoding at time X ⁇ carrier Y, time X ⁇ carrier Y ⁇ 1 and time X ⁇ carrier Y + 1, respectively In both cases, different phase changes are performed.
  • a data symbol satisfying ⁇ condition # 1> is preferably present.
  • the reason why ⁇ Condition # 1> ⁇ Condition#2> is derived is as follows. There is a certain symbol (hereinafter referred to as symbol A) in the transmission signal, and the channel state of each symbol temporally adjacent to the symbol A is highly correlated with the channel state of symbol A as described above.
  • symbol A has poor reception quality in the LOS environment (although high reception quality is obtained as an SNR, the phase relationship of direct waves is poor). It is very likely that good reception quality can be obtained with the two symbols adjacent to the remaining symbol A even if the reception quality is poor because of this situation, and as a result, after error correction decoding. Can obtain good reception quality.
  • symbol A there is a certain symbol (hereinafter referred to as symbol A) in the transmission signal, and the channel state of each symbol adjacent to the symbol A in frequency is highly correlated with the channel state of symbol A as described above. . Therefore, if different phases are used for three symbols that are adjacent in terms of frequency, symbol A has poor reception quality in the LOS environment (although it has high reception quality as an SNR, the direct wave phase relationship is poor). It is very likely that good reception quality can be obtained with the two symbols adjacent to the remaining symbol A even if the reception quality is poor because of this situation, and as a result, after error correction decoding. Can obtain good reception quality.
  • ⁇ Condition # 3> As shown in FIG. 6, in the transmission method in which the phase is regularly changed with respect to the baseband signal z2 ′ after precoding, when a multicarrier transmission method such as OFDM is used, time X and carrier Y are data.
  • Symbols for transmission which are adjacent in the time axis direction, that is, time X ⁇ 1 ⁇ carrier Y and time X + 1 ⁇ carrier Y are both data symbols, and frequency
  • the baseband signal z2 ′ after precoding corresponding to these five data symbols that is, , Time X ⁇ carrier Y and time X ⁇ 1 ⁇ carrier Y and time X + 1 ⁇ carrier Y and time X ⁇
  • Yaria Y-1 and time-based band signal of each precoded in X ⁇ carrier Y + 1 z2 ' both different phase changes are made.
  • phase change will be defined from 0 radians to 2 ⁇ radians.
  • the phase change applied to the baseband signal z2 ′ after precoding in FIG. 6 is changed to e j ⁇ X, Y , and at time X ⁇ 1 ⁇ carrier Y, the base after precoding shown in FIG.
  • FIG. 31 shows an example of ⁇ Condition # 3>.
  • the baseband signals z2 ′ after precoding in FIG. 6 corresponding to 3102 and the baseband signals z2 ′ after precoding in FIG. 6 corresponding to 3104 are arranged to be different from each other. Even if the reception quality of the symbol 3100 is poor on the receiving side, the reception quality of the adjacent symbol is Since very high, we can ensure high reception quality after error correction decoding.
  • FIG. 32 An example of symbol arrangement obtained by changing the phase under this condition is shown in FIG. 32, in any data symbol, the degree of the phase changed with respect to the symbols whose phases are adjacent in both the frequency axis direction and the time axis direction is different from each other. ing. By doing in this way, the error correction capability in the receiving apparatus can be further improved.
  • phase change is performed on the two baseband signals after precoding described in Embodiment 2 (see FIG. 26).
  • FIG. 26 when the phase change is applied to both the baseband signal z1 ′ after precoding and the baseband signal z2 ′ after precoding, there are several methods for phase change. This will be described in detail.
  • the phase change of the baseband signal z2 ′ after the precoding is performed as shown in FIG. 32 as described above.
  • the phase change of the baseband signal z2 ′ after precoding is set to a period of 10.
  • the subband carrier 1 is applied to the baseband signal z2 ′ after precoding.
  • the phase change is changing with time. (Although such a change is made in FIG. 32, the period 10 may be used and another phase change method may be used.)
  • the phase change of the baseband signal z1 ′ after the precoding is as shown in FIG.
  • the phase change of the baseband signal z2 ′ after precoding is constant for one period of period 10.
  • the value of the phase change of the baseband signal z1 ′ after precoding is e j0
  • the value of the phase change of the baseband signal z1 ′ after precoding is e j ⁇ / 9 , ... and so on.
  • the phase change of the baseband signal z1 ′ after the precoding is performed by changing the phase of the baseband signal z2 ′ after the precoding with a constant value for the phase change of one cycle of the period 10. The value is changed together with the number for one cycle. (As described above, in FIG. 33, e j0 is set for the first period, and e j ⁇ / 9 ,... Are set for the second period.)
  • the phase change of the baseband signal z2 ′ after precoding is the period 10, but the phase change of the baseband signal z1 ′ after precoding and the baseband signal z2 ′ after precoding are changed.
  • the effect that the period when both of the phase changes are taken into account can be made larger than 10. As a result, there is a possibility that the reception quality of the data of the receiving apparatus is improved.
  • the phase change of the baseband signal z2 'after precoding is performed as shown in FIG. 32 as described above.
  • the phase change of the baseband signal z ⁇ b> 2 ′ after precoding is a period 10.
  • the subband carrier 1 is applied to the baseband signal z2 ′ after precoding.
  • the phase change is changing with time. (Although such a change is made in FIG. 32, the period 10 may be used and another phase change method may be used.)
  • the phase change of the baseband signal z1 ′ after precoding is shown in FIG.
  • the phase change of the baseband signal z2 ′ after precoding is performed in a period 3 different from the period 10.
  • the phase change of the baseband signal z2 ′ after precoding is the period 10, but the phase change of the baseband signal z1 ′ after precoding and the baseband signal z2 ′ after precoding are changed.
  • the period when considering both of the phase changes is 30, and the period when considering both the phase change of the baseband signal z1 ′ after precoding and the phase change of the baseband signal z2 ′ after precoding is larger than 10. The effect that it can be done can be obtained. As a result, there is a possibility that the reception quality of the data of the receiving apparatus is improved.
  • One effective method 2 is that when the phase change period of the baseband signal z1 ′ after precoding is N and the phase change period of the baseband signal z2 ′ after precoding is M, , N and M are relatively prime, the period when considering both the phase change of the baseband signal z1 ′ after precoding and the phase change of the baseband signal z2 ′ after precoding is N ⁇ M However, even if N and M are relatively prime, it is possible to increase the period.
  • the phase change method according to the third embodiment is an example, and is not limited to this.
  • the phase change method may be performed in the frequency axis direction, or the time may be changed. Even if the phase is changed in the axial direction or the phase is changed in the time-frequency block, the reception quality of data in the receiving apparatus can be improved.
  • a pilot symbol SP (Scattered Pilot)
  • a symbol for transmitting control information or the like may be inserted between data symbols. The phase change in this case will be described in detail.
  • FIG. 47 shows a frame configuration on the time-frequency axis of the modulated signal (baseband signal after precoding) z1 or z1 ′ and the modulated signal (baseband signal after precoding) z2 ′.
  • FIG. 47B is the time of the modulated signal (baseband signal after precoding) z2′— It is a frame configuration on the frequency axis.
  • 4701 indicates a pilot symbol
  • 4702 indicates a data symbol
  • the data symbol 4702 is a symbol subjected to precoding or precoding and phase change.
  • FIG. 47 shows a symbol arrangement in the case where the phase is changed with respect to the baseband signal z2 ′ after the precoding as shown in FIG. 6 (the phase is not changed in the baseband signal z1 after the precoding). ).
  • FIG. 6 shows a case where the phase change is performed in the time axis direction, but in FIG. 6, by replacing the time t with the carrier f, this corresponds to performing the phase change in the frequency direction.
  • time t time t and frequency f
  • (t) is replaced with (t, f)
  • this corresponds to performing phase change in a time frequency block.
  • the numerical value described in the symbol of the baseband signal z2 ′ indicates a phase change value.
  • the symbol of the baseband signal z1 '(z1) after precoding in FIG. 47 does not change the phase, and thus no numerical value is described.
  • phase change with respect to the baseband signal z2 'after precoding is performed on the data symbol, that is, the symbol subjected to precoding. (Here, it is described as a symbol, but the symbol described here includes both the s1 symbol and the s2 symbol because it has been pre-coded). , Z2 ′ is not subjected to phase change.
  • FIG. 48 shows a frame configuration on the time-frequency axis of the modulation signal (baseband signal after precoding) z1 or z1 ′ and the modulation signal (baseband signal after precoding) z2 ′.
  • FIG. 48B is the time of the modulation signal (baseband signal after precoding) z2′— It is a frame configuration on the frequency axis.
  • 4701 indicates a pilot symbol
  • 4702 indicates a data symbol
  • the data symbol 4702 is a symbol subjected to precoding and phase change.
  • FIG. 48 shows the symbol arrangement when the phase is changed for the baseband signal z1 'after precoding and the baseband signal z2' after precoding as shown in FIG.
  • FIG. 26 shows the case where the phase change is performed in the time axis direction, but in FIG. 26, by replacing the time t with the carrier f, this corresponds to performing the phase change in the frequency direction.
  • time t By replacing time t with time t and frequency f, that is, (t) is replaced with (t, f), this corresponds to performing phase change in the block of time frequency.
  • Numerical values described in the symbols of the baseband signal z1 ′ and the baseband signal z2 ′ after precoding indicate a phase change value.
  • phase change with respect to the baseband signal z1 ′ after precoding is performed on the data symbol, that is, the symbol subjected to precoding, and the baseband signal z2 after precoding.
  • the phase change for ' is applied to data symbols, that is, precoded symbols. (Here, it is described as a symbol, but the symbol described here includes both the s1 symbol and the s2 symbol because it has been pre-coded).
  • Z1 ′ is not subjected to phase change
  • pilot symbols inserted into z2 ′ is not subjected to phase change.
  • FIG. 49 shows a frame structure on the time-frequency axis of the modulated signal (baseband signal after precoding) z1 or z1 ′ and the modulated signal (baseband signal after precoding) z2 ′.
  • 49, 4701 is a pilot symbol
  • 4702 is a data symbol
  • 4901 is a null symbol
  • the in-phase component I 0 of the baseband signal
  • the quadrature component Q 0.
  • the data symbol 4702 is a symbol subjected to precoding or precoding and phase change.
  • the difference between FIG. 49 and FIG. 47 is a method of constructing symbols other than data symbols.
  • the modulation signal z2 ′ is a null symbol in the time and carrier in which the pilot symbol is inserted in the modulation signal z1 ′, and vice versa.
  • the modulation signal z1 ′ is a null symbol in the time and carrier in which the pilot symbol is inserted in the modulation signal z2 ′.
  • FIG. 49 shows a symbol arrangement when the phase is changed with respect to the baseband signal z2 ′ after the precoding as shown in FIG. 6 (the phase is not changed in the baseband signal z1 after the precoding). ).
  • FIG. 6 shows a case where the phase change is performed in the time axis direction, but in FIG. 6, by replacing the time t with the carrier f, this corresponds to performing the phase change in the frequency direction. 49.
  • the numerical value described in the symbol of the baseband signal z2 ′ indicates a phase change value. Note that the symbol of the baseband signal z1 '(z1) after precoding in FIG. 49 does not change the phase, so that no numerical value is described.
  • phase change with respect to the baseband signal z2 'after precoding is performed on the data symbols, that is, the symbols subjected to precoding. (Here, it is described as a symbol, but the symbol described here includes both the s1 symbol and the s2 symbol because it has been pre-coded). , Z2 ′ is not subjected to phase change.
  • FIG. 50 shows a frame configuration on the time-frequency axis of the modulation signal (baseband signal after precoding) z1 or z1 ′ and the modulation signal (baseband signal after precoding) z2 ′.
  • 4701 is a pilot symbol
  • 4702 is a data symbol
  • 4901 is a null symbol
  • the in-phase component I 0 of the baseband signal
  • the quadrature component Q 0.
  • the data symbol 4702 is a symbol subjected to precoding or precoding and phase change.
  • the difference between FIG. 50 and FIG. 48 is a method of constructing symbols other than data symbols.
  • the modulation signal z2 ′ is a null symbol in the time and carrier in which the pilot symbol is inserted in the modulation signal z1 ′, and vice versa.
  • the modulation signal z1 ′ is a null symbol in the time and carrier in which the pilot symbol is inserted in the modulation signal z2 ′.
  • FIG. 50 shows the symbol arrangement when the phase is changed for the baseband signal z1 'after precoding and the baseband signal z2' after precoding as shown in FIG.
  • FIG. 26 shows the case where the phase change is performed in the time axis direction, but in FIG. 26, by replacing the time t with the carrier f, this corresponds to performing the phase change in the frequency direction.
  • Numerical values described in the symbols of the baseband signal z1 ′ and the baseband signal z2 ′ after precoding indicate a phase change value.
  • phase change with respect to the baseband signal z1 ′ after precoding is performed on the data symbol, that is, the symbol subjected to precoding, and the baseband signal z2 after precoding.
  • the phase change for ' is applied to data symbols, that is, precoded symbols. (Here, it is described as a symbol, but the symbol described here includes both the s1 symbol and the s2 symbol because it has been pre-coded).
  • Z1 ′ is not subjected to phase change
  • pilot symbols inserted into z2 ′ is not subjected to phase change.
  • FIG. 51 shows an example of the configuration of a transmission apparatus that generates and transmits the modulation signal having the frame configuration of FIGS. 47 and 49, and the components that operate in the same way as in FIG. 4 are given the same reference numerals. .
  • the weighting / combining units 308A and 308B and the phase changing unit 317B operate only when the frame configuration signal 313 indicates the timing of data symbols.
  • pilot symbol (which also serves as null symbol generation) generation unit 5101 indicates that base frame signal 5102A of the pilot symbol is used when frame configuration signal 313 indicates that it is a pilot symbol (and null symbol), and 5102B is output.
  • precoding and no phase rotation is not performed, for example, a method of transmitting a modulation signal from one antenna (in this case, the other antenna)
  • the control information symbol 5104 includes the control information 5103, the frame,
  • the configuration signal 313 is input and the frame configuration signal 313 indicates that it is a control information symbol
  • baseband signals 5102A and 5102B of the control information symbol are output.
  • FIG. 51 selects a desired baseband signal from the plurality of baseband signals based on the frame configuration signal 313 among the plurality of baseband signals to be input. Then, OFDM-related signal processing is performed, and modulated signals 311A and 311B according to the frame configuration are output, respectively.
  • FIG. 52 shows an example of the configuration of a transmitting apparatus that generates and transmits the modulation signal having the frame configuration shown in FIGS. 48 and 50. Components that operate in the same manner as FIGS. 4 and 51 are denoted by the same reference numerals. is doing.
  • the phase changing unit 317A added to FIG. 51 operates only when the frame configuration signal 313 indicates a timing that is a data symbol. The other operations are the same as those in FIG.
  • FIG. 53 is a configuration method of a transmission apparatus different from that in FIG. Hereinafter, different points will be described.
  • the phase changing unit 317B receives a plurality of baseband signals as shown in FIG.
  • phase changing section 317B changes the phase of baseband signal 316B after precoding.
  • phase changing section 317B stops the operation of changing the phase, and the baseband signal of each symbol Is output as is.
  • the selection unit 5301 receives a plurality of baseband signals, selects a baseband signal of a symbol indicated by the frame configuration signal 313, and outputs it.
  • FIG. 54 shows a configuration method of a transmission apparatus different from that in FIG.
  • the phase changing unit 317B receives a plurality of baseband signals as shown in FIG. If frame configuration signal 313 indicates that it is a data symbol, phase changing section 317B changes the phase of baseband signal 316B after precoding. When frame configuration signal 313 indicates that it is a pilot symbol (or null symbol) or a control information symbol, phase changing section 317B stops the operation of changing the phase, and the baseband signal of each symbol Is output as is.
  • phase changing unit 5201 receives a plurality of baseband signals as shown in FIG. If frame configuration signal 313 indicates that it is a data symbol, phase changing section 5201 changes the phase of baseband signal 309A after precoding. When frame configuration signal 313 indicates that it is a pilot symbol (or null symbol) or a control information symbol, phase changing section 5201 stops the phase changing operation, and the baseband signal of each symbol. Is output as is. (For interpretation, it may be considered that the phase rotation corresponding to “e j0 ” is forcibly performed.) In the above description, pilot symbols, control symbols, and data symbols have been described as examples.
  • the present invention is not limited to this, and a transmission method different from precoding, for example, transmission using one antenna transmission and a space-time block code.
  • a transmission method different from precoding for example, transmission using one antenna transmission and a space-time block code.
  • the phase change is not performed on all symbols in the frame structure on the time-frequency axis, and the feature of the present invention is that the phase change is applied only to the precoded signal.
  • the phase change is applied only to the precoded signal.
  • phase change method may be different depending on the modulation scheme used by the transmission apparatus and the coding rate of the error correction code.
  • Table 1 shows an example of a phase change method set in accordance with various setting parameters set by the transmission apparatus.
  • # 1 is the modulation signal s1 of the first embodiment (the modulation system baseband signal s1 set by the transmission apparatus), and # 2 is the modulation signal s2 (the modulation system baseband signal s2 set by the transmission apparatus).
  • the coding rate column in Table 1 indicates the coding rate set by the error correction code for the modulation schemes # 1 and # 2.
  • the phase change pattern column in Table 1 is a phase change method applied to the baseband signals z1 (z1 ′) and z2 (z2 ′) after precoding.
  • the phase change pattern is defined as A, B, C, D, E,..., But this is actually information indicating a change in the degree of changing the phase.
  • the change pattern as shown in the above formula (46) or formula (47) is shown.
  • “ ⁇ ” is described, which means that the phase change is not performed.
  • modulation schemes and coding rates shown in Table 1 are examples, and modulation schemes other than the modulation schemes shown in Table 1 (for example, 128QAM and 256QAM) and coding rates (for example, 7/8) Etc.) may be included.
  • error correction codes may be set separately for s1 and s2 (in the case of Table 1, one error correction code is encoded as shown in FIG. 4). ).
  • a plurality of different phase change patterns may be associated with the same modulation scheme and coding rate.
  • the transmission device transmits information indicating each phase change pattern to the reception device, the reception device identifies the phase change pattern by referring to the information and Table 1, and performs demodulation and decoding. Become.
  • the transmission device transmits information on the modulation scheme and the error correction scheme to the reception device. Since the phase change pattern can be known by obtaining the information, the phase change pattern information is not necessarily required in this case.
  • the transmission apparatus may include an amplitude changing unit that changes the amplitude after the weighting combining unit 308A in FIGS. 3 and 4 and an amplitude changing unit that changes the amplitude after the weighting combining unit 308B.
  • the amplitude may be changed for one of the baseband signals z1 (t) and z2 (t) after the precoding (in this case, the amplitude changing unit is placed after one of the weighting combining units 308A and 308B). Amplitude change may be applied to both.
  • mapping method may be changed regularly by the mapping unit instead of changing the phase regularly. That is, the mapping method for applying the modulation method of the modulation signal s1 (t) to 16QAM and the mapping method of the modulation signal s2 (t) to 16QAM, for example, to the modulation signal s2 (t) is regularly set to 16QAM.
  • the present invention may be any combination of a method for regularly changing the phase, a method for regularly changing the mapping method, and a method for changing the amplitude, and all of them are taken into consideration. It is good also as a structure which transmits a transmission signal. In this embodiment, it can be carried out in either case of single carrier system or multicarrier transmission. Therefore, for example, spread spectrum communication method, OFDM (Orthogonal Frequency-Division Multiplexing) method, SC-FDMA (Single Carrier Frequency Multiple Access), SC-OFDM (Single Carrier Multiple Access), SC-OFDM (Single Carrier Multiple Access) It is also possible to implement the case where the wavelet OFDM method shown in FIG.
  • OFDM Orthogonal Frequency-Division Multiplexing
  • SC-FDMA Single Carrier Frequency Multiple Access
  • SC-OFDM Single Carrier Multiple Access
  • SC-OFDM Single Carrier Multiple Access
  • phase change, amplitude change, and mapping change As described above, in the present embodiment, as an explanation of performing phase change, amplitude change, and mapping change, the case of performing phase change, amplitude change, and mapping change in the time t-axis direction has been described.
  • t in the description of phase change, amplitude change, and mapping change in the t direction, t is expressed as f (f: frequency ((sub) By replacing with () carrier)), the phase change, amplitude change, and mapping change described in this embodiment can be applied to the phase change, amplitude change, and mapping change in the frequency direction.
  • the phase change, amplitude change, and mapping change method of the present embodiment can be applied to the phase change, amplitude change, and mapping change in the time-frequency direction, as described in the first embodiment. It is.
  • symbols other than data symbols for example, pilot symbols (preamble, unique word, etc.), control information transmission symbols, and the like may be arranged in any manner.
  • a QC (Quasi Cyclic) LDPC (Low-Density Prity-Check) code (not a QC-LDPC code, an LDPC code)
  • the phase is regularly changed when block codes such as concatenated codes of LDPC codes and BCH codes (Bose-Chaudhuri-Hocquenghem codes), turbo codes using tail biting, or Duo-Binary Turbo Codes are used.
  • the number of bits constituting the block after coding is the number of bits constituting the block code (however, Control information etc. as described may be included.)
  • control information or the like for example, CRC (cyclic redundancy check), transmission parameters, etc.
  • the number of bits constituting the block after encoding is the block code. It may be the sum of the number of bits and the number of bits such as control information.
  • FIG. 34 is a diagram showing changes in the number of symbols and the number of slots necessary for one encoded block when a block code is used.
  • 34 for example, as shown in the transmission apparatus of FIG. 4, two blocks s1 and s2 are transmitted and the transmission apparatus has one encoder. When used, it is a diagram showing changes in the number of symbols and the number of slots necessary for one encoded block. " (At this time, as a transmission method, either single carrier transmission or multicarrier transmission such as OFDM may be used.) As shown in FIG. 34, it is assumed that the number of bits constituting one encoded block in the block code is 6000 bits. In order to transmit 6000 bits, 3000 symbols are required when the modulation method is QPSK, 1500 symbols when 16 QAM, and 1000 symbols when 64 QAM.
  • the transmission apparatus in FIG. 4 transmits two streams at the same time, when the modulation scheme is QPSK, the above-described 3000 symbols are allocated 1500 symbols to s1 and 1500 symbols to s2. In order to transmit 1500 symbols transmitted in s1 and 1500 symbols transmitted in s2, 1500 slots (herein referred to as “slots”) are required.
  • phase change values or phase change sets
  • the number of phase change values (or phase change sets) prepared for the method of changing the phase regularly is 5. That is, it is assumed that five phase change values (or phase change sets) are prepared for the phase change unit of the transmission apparatus in FIG. 4 (the “cycle” in the first to fourth embodiments).
  • five phase change values may be prepared.
  • the slot using phase PHASE [0] is 300 slots
  • phase PHASE [ Slots using 1] are 300 slots
  • slots using phase PHASE [2] are 300 slots
  • slots using phase PHASE [3] are 300 slots
  • slots using phase PHASE [4] are 300 slots.
  • the modulation method is 16QAM
  • the number of slots using phase PHASE [0] is 150 slots, 150 slots using phase PHASE [1], 150 slots using phase PHASE [2], 150 slots using phase PHASE [3], 150 slots using phase PHASE [4] Must be a slot.
  • the slot using the phase PHASE [0] is 100 slots, 100 slots using phase PHASE [1], 100 slots using phase PHASE [2], 100 slots using phase PHASE [3], and 100 slots using phase PHASE [4] Must be a slot.
  • ⁇ Condition # A01> should be satisfied in the supported modulation schemes.
  • the number of bits that can be transmitted in one symbol is generally different depending on each modulation scheme (there may be the same in some cases).
  • FIG. 35 is a diagram showing changes in the number of symbols and the number of slots necessary for two encoded blocks when a block code is used.
  • FIG. 35 shows a case where two streams s1 and s2 are transmitted as shown in the transmission apparatus in FIG. 3 and the transmission apparatus in FIG. 12, and the transmission apparatus has two encoders.
  • FIG. 6 is a diagram showing changes in the number of symbols and the number of slots required for one encoded block when a block code is used. (At this time, as a transmission method, either single carrier transmission or multicarrier transmission such as OFDM may be used.) As shown in FIG. 35, it is assumed that the number of bits constituting one encoded block in the block code is 6000 bits. In order to transmit 6000 bits, 3000 symbols are required when the modulation method is QPSK, 1500 symbols when 16 QAM, and 1000 symbols when 64 QAM.
  • 3 and 12 transmit two streams at the same time, and since there are two encoders, two streams transmit different code blocks. become. Therefore, when the modulation scheme is QPSK, two encoded blocks are transmitted in the same section by s1 and s2, and for example, the first encoded block is transmitted by s1, and the second block is transmitted by s2. Since two encoded blocks are transmitted, 3000 slots are required to transmit the first and second encoded blocks.
  • phase change values or phase change sets
  • the number of phase change values (or phase change sets) prepared for the method of changing the phase regularly is 5. That is, it is assumed that five phase change values (or phase change sets) are prepared for the phase change unit of the transmission apparatus in FIGS. 3 and 12 (“period” in the first to fourth embodiments).
  • five phase change values may be prepared.
  • two phase change values are required for one slot.
  • phase change set The value is referred to as a phase change set.
  • five phase change sets may be prepared in order to perform a phase change of period 5).
  • These five phase change values are represented as PHASE [0], PHASE [1], PHASE [2], PHASE [3], and PHASE [4].
  • the slot using the phase PHASE [0] is 600 slots
  • Slots that use PHASE [1] are 600 slots
  • slots that use phase PHASE [2] are 600 slots
  • slots that use phase PHASE [3] are 600 slots
  • slots that use phase PHASE [4] are 600 slots Need to be. This is because, depending on the phase to be used, the influence of the phase using a large number is large, and the reception quality of data depending on this influence is obtained in the receiving apparatus.
  • the slot using phase PHASE [0] is 600 times
  • the slot using phase PHASE [1] is 600 times
  • the slot using phase PHASE [2] is 600 times
  • the slot using phase PHASE [3] must be 600 times
  • the slot using phase PHASE [4] must be 600 times
  • the phase PHASE Slots that use [0] are 600 times
  • slots that use phase PHASE [1] are 600 times
  • slots that use phase PHASE [2] are 600 times
  • slots that use phase PHASE [3] are 600 times
  • the slot using phase PHASE [4] should be 600 times.
  • the slot using phase PHASE [0] is 300 times
  • the slot using phase PHASE [1] is 300 times
  • the slot using phase PHASE [2] is It is necessary that the slot using the phase PHASE [3] is 300 times
  • the slot using the phase PHASE [4] is 300 times
  • the phase PHASE is transmitted in order to transmit the second coding block.
  • Slots that use [0] are 300 times
  • slots that use phase PHASE [1] are 300 times
  • slots that use phase PHASE [2] are 300 times
  • slots that use phase PHASE [3] are 300 times
  • the number of slots using the phase PHASE [4] is 300 times.
  • the slot using phase PHASE [0] is 200 times
  • the slot using phase PHASE [1] is 200 times
  • the slot using phase PHASE [2] is 200 times
  • the slot using the phase PHASE [3] needs to be 200 times
  • the slot using the phase PHASE [4] needs to be 200 times
  • the phase PHASE is transmitted in order to transmit the second coding block.
  • Slots that use [0] are 200 times
  • slots that use phase PHASE [1] are 200 times
  • slots that use phase PHASE [2] are 200 times
  • slots that use phase PHASE [3] are 200 times
  • the number of slots using phase PHASE [4] may be 200.
  • the prepared phase change value (or phase change set) is PHASE [0], PHASE [1], PHASE [2], ..., PHASE [N -2] and PHASE [N-1])
  • the number of slots using phase PHASE [0] is K 0
  • the number of slots using phase PHASE [1] is K 1
  • K 0,2 K 0,2
  • K 1, 2 K 1, 2.
  • ⁇ condition # A03> ⁇ condition#A04> ⁇ condition in the supported modulation schemes # A05> is satisfied.
  • the number of bits that can be transmitted in one symbol is generally different depending on each modulation scheme (there may be the same in some cases).
  • the following conditions may be satisfied.
  • N phase change values are required for the phase change method of period N.
  • PHASE [0], PHASE [1], PHASE [2], ..., PHASE [N-2], PHASE [N-1] are used as N phase change values (or phase change sets).
  • N phase change values (or phase change sets) PHASE [0], PHASE [1], PHASE [2], ..., PHASE [N-2], Similarly to Embodiment 1, PHASE [N-1] can also change the phase by arranging symbols in the time-axis and frequency-time-axis blocks. Although described as a phase change method of period N, the same effect can be obtained even when N phase change values (or phase change sets) are randomly used. It is not necessary to use N phase change values (or phase change sets) so as to have a periodic period, but satisfying the above-described conditions is necessary for obtaining high data reception quality in the receiving apparatus. , Become important.
  • a spatial multiplexing MIMO transmission system may be able to select one of the transmission methods from these modes.
  • the spatial multiplexing MIMO transmission scheme is a method of transmitting signals s1 and s2 mapped by a selected modulation scheme from different antennas as shown in Non-Patent Document 3, and the precoding matrix is fixed.
  • the MIMO transmission scheme is a scheme that performs only precoding (no phase change) in the first to fourth embodiments.
  • the space-time block coding method is a transmission method shown in Non-Patent Documents 9, 16, and 17.
  • the transmission of only one stream is a method of performing a predetermined process on the signal s1 mapped by the selected modulation method and transmitting the signal from the antenna.
  • a multi-carrier transmission scheme such as OFDM is used, a first carrier group composed of a plurality of carriers, a second carrier group different from the first carrier group composed of a plurality of carriers,...
  • multi-carrier transmission is realized with a plurality of carrier groups, and for each carrier group, a spatial multiplexing MIMO transmission scheme, a MIMO transmission scheme with a fixed precoding matrix, a space-time block coding scheme, and transmission of only one stream, It can be set to one of the methods to change the phase regularly, In particular, this embodiment may be implemented for a (sub) carrier group for which a method of regularly changing the phase is selected.
  • phase change is performed on one precoded baseband signal
  • the phase change value of PHASE [i] is “X radians”, FIG. 3, FIG. 4, FIG. 6, FIG. 25, FIG. 29, FIG. 51, and FIG. 53
  • e jX is multiplied by the baseband signal z2 ′ after precoding.
  • the phase change is performed on both precoded baseband signals, for example, when the phase change set of PHASE [i] is “X radians” and “Y radians”, FIG. 26, FIG. 27, 28, 52, and 54
  • e jX is multiplied by the precoded baseband signal z2 ′
  • e jY is multiplied by the precoded baseband signal z1 ′.
  • FIG. 36 is a diagram illustrating a configuration example of a system including an apparatus that executes the transmission method and the reception method described in the above embodiment.
  • the transmission method and reception method shown in each of the above embodiments include a broadcasting station as shown in FIG. It is implemented in a digital broadcast system 3600 that includes various types of receivers such as 3641 and mobile phone 3630.
  • the broadcast station 3601 transmits multiplexed data obtained by multiplexing video data, audio data, and the like to a predetermined transmission band using the transmission method described in each of the above embodiments.
  • a signal transmitted from the broadcasting station 3601 is received by an antenna (for example, antennas 3660 and 3640) built in each receiver or connected to the receiver.
  • Each receiver demodulates the signal received by the antenna using the reception method described in each of the above embodiments, and acquires multiplexed data.
  • the digital broadcasting system 3600 can obtain the effects of the present invention described in the above embodiments.
  • the video data included in the multiplexed data is encoded using a moving image encoding method compliant with standards such as MPEG (Moving Picture Experts Group) 2, MPEG4-AVC (Advanced Video Coding), VC-1, and the like.
  • the audio data included in the multiplexed data includes, for example, Dolby AC (Audio Coding) -3, Dolby Digital Plus, MLP (Merdian Lossless Packing), DTS (Digital Theater Systems), DTS-HD, Linear PCM (PuldMod).
  • Dolby AC Audio Coding
  • MLP Mobile Lossless Packing
  • DTS Digital Theater Systems
  • DTS-HD Linear PCM (PuldMod).
  • the audio encoding method is used.
  • FIG. 37 is a diagram illustrating an example of a configuration of a receiver 7900 that performs the reception method described in each of the above embodiments.
  • a receiver 3700 illustrated in FIG. 37 corresponds to a configuration included in the television (television) 3611, the DVD recorder 3612, the STB (Set Top Box) 3613, the computer 3620, the in-vehicle television 3641, the mobile phone 3630, and the like illustrated in FIG. To do.
  • Receiver 3700 includes a tuner 3701 that converts a high-frequency signal received by antenna 3760 into a baseband signal, and a demodulator 3702 that demodulates the frequency-converted baseband signal to obtain multiplexed data.
  • the receiving method shown in each of the above embodiments is implemented in the demodulator 3702, whereby the effect of the present invention described in each of the above embodiments can be obtained.
  • the receiver 3700 also uses a stream input / output unit 3720 that separates video data and audio data from the multiplexed data obtained by the demodulation unit 3702, and a video decoding method corresponding to the separated video data.
  • a signal processing unit 3704 that decodes data into a video signal and decodes the audio data into an audio signal using an audio decoding method corresponding to the separated audio data, and an audio output unit such as a speaker that outputs the decoded audio signal 3706 and a video display unit 3707 such as a display for displaying the decoded video signal.
  • the user uses the remote controller (remote controller) 3750 to transmit information on the selected channel (selected (TV) program, selected audio broadcast) to the operation input unit 3710.
  • receiver 3700 performs processing such as demodulation and error correction decoding on the signal corresponding to the selected channel in the received signal received by antenna 3760, and obtains received data.
  • the receiver 3700 transmits a transmission method (such as the transmission method, modulation method, and error correction method described in the above embodiment) included in the signal corresponding to the selected channel (this is illustrated in FIGS.
  • receiver 3700 of this embodiment can perform demodulation on demodulated data by demodulating by demodulator 3702 and performing error correction decoding (in some cases, a signal obtained by demodulating by demodulator 3702).
  • the receiver 3700 may be subjected to other signal processing after the error correction decoding, and the following description is also applied to the portion where the same expression is performed.
  • a recording unit (drive) 3708 for recording on a recording medium such as an optical disk or a non-volatile semiconductor memory are examples of the data obtained by processing moving images and audio.
  • the optical disk is a recording medium that stores and reads information using laser light, such as a DVD (Digital Versatile Disc) and a BD (Blu-ray Disc).
  • the magnetic disk is a recording medium that stores information by magnetizing a magnetic material using a magnetic flux, such as an FD (Floppy Disk) (registered trademark) or a hard disk (Hard Disk).
  • the non-volatile semiconductor memory is a recording medium composed of a semiconductor element such as a flash memory or a ferroelectric memory (Ferroelectric Random Access Memory), for example, an SD card or a flash SSD (Solid State Drive) using the flash memory. ) And the like. Note that the types of recording media listed here are merely examples, and it goes without saying that recording may be performed using recording media other than the recording media described above.
  • the user records and stores a program received by the receiver 3700 by the reception method described in each of the above embodiments, and data recorded at an arbitrary time after the broadcast time of the program Can be read and viewed.
  • the receiver 3700 records the multiplexed data obtained by demodulating by the demodulating unit 3702 and decoding the error correction by the recording unit 3708, but the data included in the multiplexed data Some of the data may be extracted and recorded.
  • the recording unit 3708 includes the demodulating unit 3702.
  • New multiplexed data obtained by extracting and multiplexing video data and audio data from the multiplexed data demodulated in (5) may be recorded. Further, the recording unit 3708 demodulates by the demodulating unit 3702 and new multiplexed data obtained by multiplexing only one of the video data and audio data included in the multiplexed data obtained by performing error correction decoding. May be recorded. Then, the recording unit 3708 may record the content of the data broadcasting service included in the multiplexed data described above.
  • the demodulator 3702 The outflow of data, personal information, and recorded data for correcting defects (bugs) in software used to operate a television or recording device on multiplexed data obtained by performing error correction decoding If data for correcting a software defect (bug) for preventing the image is included, the software defect of the television or the recording device may be corrected by installing the data.
  • the data includes data for correcting a software defect (bug) of the receiver 3700, the data can correct the defect of the receiver 3700. Accordingly, a television set, a recording device, and a mobile phone in which the receiver 3700 is mounted can be operated more stably.
  • a process of extracting and multiplexing a part of data from a plurality of data included in the multiplexed data obtained by demodulating by the demodulating unit 3702 and performing error correction decoding is, for example, a stream input / output unit 3703 Done in Specifically, the stream input / output unit 3703 converts the multiplexed data demodulated by the demodulation unit 3702 into video data, audio data, data broadcasting service content, etc. according to an instruction from a control unit such as a CPU (not shown).
  • the data is separated into a plurality of data, and only specified data is extracted from the separated data and multiplexed to generate new multiplexed data.
  • the data to be extracted from the separated data may be determined by the user, for example, or may be determined in advance for each type of recording medium.
  • the receiver 3700 can extract and record only the data necessary for viewing the recorded program, so that the data size of the data to be recorded can be reduced.
  • the recording unit 3708 records the multiplexed data obtained by demodulating by the demodulating unit 3702 and decoding error correction, but the demodulating unit 3702 demodulates and decodes error correction.
  • the video data included in the multiplexed data obtained by performing the video encoding is different from the video encoding method applied to the video data so that the data size or bit rate is lower than the video data. It may be converted into video data encoded by the encoding method, and new multiplexed data obtained by multiplexing the converted video data may be recorded.
  • the moving image encoding method applied to the original video data and the moving image encoding method applied to the converted video data may conform to different standards or conform to the same standard. Only the parameters used at the time of encoding may be different.
  • the recording unit 3708 demodulates the audio data included in the multiplexed data obtained by demodulating by the demodulating unit 3702 and performing error correction decoding so that the data size or bit rate is lower than that of the audio data.
  • new multiplexed data obtained by converting into voice data encoded by a voice encoding method different from the voice encoding method applied to the voice data and multiplexing the converted voice data may be recorded.
  • the processing of converting the video data and audio data included in the multiplexed data obtained by demodulating by the demodulator 3702 and performing error correction decoding into video data and audio data having different data sizes or bit rates is as follows. For example, this is performed by the stream input / output unit 3703 and the signal processing unit 3704. Specifically, in response to an instruction from a control unit such as a CPU, the stream input / output unit 3703 demodulates the multiplexed data obtained by demodulating by the demodulating unit 3702 and performing error correction decoding, video data, audio data, Separated into a plurality of data such as data broadcasting service content.
  • the signal processing unit 3704 converts the separated video data into video data encoded by a video encoding method different from the video encoding method applied to the video data in accordance with an instruction from the control unit. And the process which converts the audio
  • the stream input / output unit 3703 multiplexes the converted video data and the converted audio data, and generates new multiplexed data.
  • the signal processing unit 3704 may perform conversion processing on only one of the video data and audio data in accordance with an instruction from the control unit, or perform conversion processing on both. Also good.
  • the data size or bit rate of the converted video data and audio data may be determined by the user, or may be determined in advance for each type of recording medium.
  • the receiver 3700 changes the data size or bit rate of video data or audio data according to the data size that can be recorded on the recording medium and the speed at which the recording unit 3708 records or reads the data. can do.
  • the recording unit records or reads the data. Since the recording unit can record the program even when the speed at which the recording is performed is lower than the bit rate of the multiplexed data demodulated by the demodulation unit 3702, the user can select an arbitrary time after the program is broadcast. It is possible to read and view the data recorded in the.
  • the receiver 3700 also includes a stream output IF (Interface) 3709 that transmits the multiplexed data demodulated by the demodulator 3702 to an external device via the communication medium 3730.
  • stream output IF 3709 include wireless communication standards such as Wi-Fi (registered trademark) (IEEE802.11a, IEEE802.11b, IEEE802.11g, IEEE802.11n, etc.), WiGiG, WirelessHD, Bluetooth, Zigbee, etc.
  • Examples include a wireless communication apparatus that transmits multiplexed data modulated using a communication method to an external device via a wireless medium (corresponding to the communication medium 3730).
  • the stream output IF 3709 is modulated using a communication method compliant with a wired communication standard such as Ethernet (registered trademark), USB (Universal Serial Bus), PLC (Power Line Communication), HDMI (High-Definition Multimedia Interface), or the like.
  • a wired communication device that transmits the multiplexed data to an external device via a wired transmission path (corresponding to the communication medium 3730) connected to the stream output IF 3709 may be used.
  • the user can use multiplexed data received by the receiver 3700 by the reception method described in each of the above embodiments in an external device.
  • the use of multiplexed data here means that the user views the multiplexed data in real time using an external device, records the multiplexed data with a recording unit provided in the external device, and further from the external device. Including transmitting multiplexed data to another external device.
  • the receiver 3700 demodulates by the demodulator 3702, and the stream output IF 3709 outputs multiplexed data obtained by performing error correction decoding.
  • the data included in the multiplexed data Some data may be extracted and output.
  • the stream output IF 3709 includes the demodulating unit 3702. Then, new multiplexed data obtained by extracting and multiplexing video data and audio data from multiplexed data obtained by demodulation and error correction decoding may be output.
  • the stream output IF 3709 may output new multiplexed data obtained by multiplexing only one of the video data and audio data included in the multiplexed data demodulated by the demodulator 3702.
  • a process of extracting and multiplexing a part of data from a plurality of data included in the multiplexed data obtained by demodulating by the demodulating unit 3702 and performing error correction decoding is, for example, a stream input / output unit 3703 Done in Specifically, the stream input / output unit 3703 converts the multiplexed data demodulated by the demodulation unit 3702 into video data, audio data, and data broadcasting in response to an instruction from a control unit such as a CPU (Central Processing Unit) (not shown).
  • the data is separated into a plurality of data such as service contents, and only designated data is extracted and multiplexed from the separated data to generate new multiplexed data.
  • the data to be extracted from the separated data may be determined by the user, for example, or may be determined in advance for each type of the stream output IF 3709.
  • the receiver 3700 can extract and output only the data necessary for the external device, so that it is possible to reduce the communication bandwidth consumed by the output of the multiplexed data.
  • the stream output IF 3709 outputs the multiplexed data obtained by demodulating by the demodulating unit 3702 and performing error correction decoding.
  • the video data included in the multiplexed data obtained by performing the video encoding is different from the video encoding method applied to the video data so that the data size or bit rate is lower than the video data. Conversion into video data encoded by the conversion method, and new multiplexed data obtained by multiplexing the converted video data may be output.
  • the moving image encoding method applied to the original video data and the moving image encoding method applied to the converted video data may conform to different standards or conform to the same standard. Only the parameters used at the time of encoding may be different.
  • the stream output IF 3709 is demodulated by the demodulator 3702 so that the audio data included in the multiplexed data obtained by performing error correction decoding has a data size or bit rate lower than that of the audio data.
  • it may be converted into audio data encoded by an audio encoding method different from the audio encoding method applied to the audio data, and new multiplexed data obtained by multiplexing the converted audio data may be output.
  • the processing of converting the video data and audio data included in the multiplexed data obtained by demodulating by the demodulator 3702 and performing error correction decoding into video data and audio data having different data sizes or bit rates is as follows. For example, this is performed by the stream input / output unit 3703 and the signal processing unit 3704. Specifically, in response to an instruction from the control unit, the stream input / output unit 3703 demodulates by the demodulation unit 3702 and decodes the error correction, thereby converting the multiplexed data obtained as video data, audio data, and data broadcasting service. It is separated into a plurality of data such as contents.
  • the signal processing unit 3704 converts the separated video data into video data encoded by a video encoding method different from the video encoding method applied to the video data in accordance with an instruction from the control unit. And the process which converts the audio
  • the stream input / output unit 3703 multiplexes the converted video data and the converted audio data, and generates new multiplexed data.
  • the signal processing unit 3704 may perform conversion processing on only one of the video data and audio data in accordance with an instruction from the control unit, or perform conversion processing on both. Also good.
  • the data size or bit rate of the converted video data and audio data may be determined by the user, or may be determined in advance for each type of stream output IF 3709.
  • the receiver 3700 can change and output the bit rate of video data or audio data in accordance with the communication speed with the external device. As a result, even if the communication speed with the external device is lower than the bit rate of the multiplexed data obtained by demodulating by the demodulator 3702 and performing error correction decoding, a new multiplex from the stream output IF is obtained. Therefore, the user can use the new multiplexed data in another communication apparatus.
  • the receiver 3700 includes an AV (Audio and Visual) output IF (Interface) 3711 that outputs the video signal and the audio signal decoded by the signal processing unit 3704 to an external device to an external communication medium.
  • AV output IF 3711 wireless communication conforming to wireless communication standards such as Wi-Fi (registered trademark) (IEEE802.11a, IEEE802.11b, IEEE802.11g, IEEE802.11n, etc.), WiGiG, WirelessHD, Bluetooth, Gigbee, etc.
  • Wi-Fi registered trademark
  • IEEE802.11b IEEE802.11b
  • IEEE802.11g IEEE802.11g
  • IEEE802.11n IEEE802.11n
  • WiGiG WirelessHD
  • Bluetooth Gigbee
  • the stream output IF 3709 is a wired transmission in which a video signal and an audio signal modulated using a communication method compliant with a wired communication standard such as Ethernet (registered trademark), USB, PLC, and HDMI are connected to the stream output IF 3709. It may be a wired communication device that transmits to an external device via a path. Further, the stream output IF 3709 may be a terminal for connecting a cable that outputs the video signal and the audio signal as analog signals.
  • a wired communication standard such as Ethernet (registered trademark), USB, PLC, and HDMI
  • the receiver 3700 includes an operation input unit 3710 that receives an input of a user operation. Based on a control signal input to the operation input unit 3710 according to a user operation, the receiver 3700 switches power ON / OFF, switches a channel to be received, whether to display subtitles, and switches a language to be displayed. Then, various operations such as a change in volume output from the audio output unit 3706 are switched, and settings such as setting of receivable channels are changed.
  • the receiver 3700 may have a function of displaying an antenna level indicating the reception quality of a signal being received by the receiver 3700.
  • the antenna level refers to, for example, RSSI (Received Signal Strength Indication, Received Signal Strength Indicator, received signal strength), received electric field strength, C / N (Carrier-to-noise power) of the signal received by the receiver 3700.
  • RSSI Receiveived Signal Strength Indication
  • Received Signal Strength Indicator received signal strength
  • C / N Carrier-to-noise power
  • the demodulation unit 3702 includes a reception quality measurement unit that measures RSSI, received field strength, C / N, BER, packet error rate, frame error rate, channel state information, and the like of the received signal.
  • the antenna level (signal level, signal indicating superiority or inferiority of the signal) is displayed on the video display unit 3707 in a format that the user can identify.
  • the display format of antenna level (signal level, signal indicating superiority or inferiority of signal) is to display numerical values according to RSSI, received electric field strength, C / N, BER, packet error rate, frame error rate, channel state information, etc.
  • different images may be displayed according to RSSI, received electric field strength, C / N, BER, packet error rate, frame error rate, channel state information, and the like.
  • the receiver 3700 receives a plurality of antenna levels (signal level, signal level) obtained for each of the plurality of streams s1, s2,... Received and separated by using the reception method described in the above embodiments. (Signal indicating superiority or inferiority) may be displayed, or one antenna level (signal level, signal indicating superiority or inferiority of signal) obtained from a plurality of streams s1, s2,.
  • a signal level (a signal indicating superiority or inferiority of a signal) may be indicated for each hierarchy.
  • the user can grasp numerically or visually the antenna level (signal level, signal indicating superiority or inferiority of the signal) when receiving using the reception method described in the above embodiments. Can do.
  • the receiver 3700 includes the audio output unit 3706, the video display unit 3707, the recording unit 3708, the stream output IF 3709, and the AV output IF 3711 has been described as an example. You don't have to have everything.
  • the user can use multiplexed data obtained by demodulating by demodulator 3702 and performing error correction decoding.
  • Each receiver may be provided with any combination of the above configurations according to its use.
  • Multiplexed data Next, an example of the structure of multiplexed data will be described in detail.
  • MPEG2-transport stream TS
  • MPEG2-TS MPEG2-TS
  • the data structure of the multiplexed data transmitted by the transmission method and the reception method shown in each of the above embodiments is not limited to MPEG2-TS, and any other data structure will be described in each of the above embodiments. Needless to say, the same effect can be obtained.
  • FIG. 38 is a diagram illustrating an example of a configuration of multiplexed data.
  • the multiplexed data is an element that constitutes a program (program or an event that is a part thereof) currently provided by each service, for example, a video stream, an audio stream, a presentation graphics stream (PG). ) Or an elementary stream such as an interactive graphics stream (IG).
  • a program program or an event that is a part thereof
  • PG presentation graphics stream
  • IG interactive graphics stream
  • the program provided by the multiplexed data is a movie
  • the video stream is the main video and sub video of the movie
  • the audio stream is the main audio portion of the movie and the sub audio mixed with the main audio
  • the presentation graphics stream Shows the subtitles of the movie.
  • the main video is a normal video displayed on the screen
  • the sub-video is a video displayed on a small screen in the main video (for example, video of text data showing a movie outline).
  • the interactive graphics stream indicates an interactive screen created by arranging GUI components on the screen.
  • Each stream included in the multiplexed data is identified by a PID that is an identifier assigned to each stream. For example, 0x1011 for video streams used for movie images, 0x1100 to 0x111F for audio streams, 0x1200 to 0x121F for presentation graphics, 0x1400 to 0x141F for interactive graphics streams, 0x1B00 to 0x1B1F are assigned to video streams used for sub-pictures, and 0x1A00 to 0x1A1F are assigned to audio streams used for sub-audio mixed with the main audio.
  • FIG. 39 is a diagram schematically showing an example of how multiplexed data is multiplexed.
  • a video stream 3901 composed of a plurality of video frames and an audio stream 3904 composed of a plurality of audio frames are converted into PES packet sequences 3902 and 3905, respectively, and converted into TS packets 3903 and 3906.
  • the data of the presentation graphics stream 3911 and the interactive graphics 3914 are converted into PES packet sequences 3912 and 3915, respectively, and further converted into TS packets 3913 and 3916.
  • the multiplexed data 3917 is configured by multiplexing these TS packets (3903, 3906, 3913, 3916) into one stream.
  • FIG. 40 shows in more detail how the video stream is stored in the PES packet sequence.
  • the first row in FIG. 40 shows a video frame sequence of the video stream.
  • the second level shows a PES packet sequence.
  • a plurality of Video Presentation Units in a video stream are divided into pictures, B pictures, and P pictures, and are stored in the payload of the PES packet.
  • Each PES packet has a PES header, and a PTS (Presentation Time-Stamp) that is a display time of a picture and a DTS (Decoding Time-Stamp) that is a decoding time of a picture are stored in the PES header.
  • PTS Presentation Time-Stamp
  • DTS Decoding Time-Stamp
  • FIG. 41 shows the format of a TS packet that is finally written into the multiplexed data.
  • the TS packet is a 188-byte fixed-length packet composed of a 4-byte TS header having information such as a PID for identifying a stream and a 184-byte TS payload for storing data.
  • the PES packet is divided and stored in the TS payload.
  • a 4-byte TP_Extra_Header is added to a TS packet, forms a 192-byte source packet, and is written in multiplexed data.
  • TP_Extra_Header information such as ATS (Arrival_Time_Stamp) is described.
  • ATS indicates the transfer start time of the TS packet to the PID filter of the decoder.
  • source packets are arranged in the multiplexed data, and the number incremented from the head of the multiplexed data is called SPN (source packet number).
  • TS packets included in the multiplexed data include PAT (Program Association Table), PMT (Program Map Table), and PCR (Program Clock Reference) in addition to each stream such as a video stream, an audio stream, and a presentation graphics stream. and so on.
  • PAT indicates what the PID of the PMT used in the multiplexed data is, and the PID of the PAT itself is registered as 0.
  • the PMT has the PID of each stream such as video / audio / subtitles included in the multiplexed data and the stream attribute information (frame rate, aspect ratio, etc.) corresponding to each PID, and various descriptors related to the multiplexed data. Have.
  • the descriptor includes copy control information for instructing permission / non-permission of copying of multiplexed data.
  • ATC Arriv Time Clock
  • STC System Time Clock
  • FIG. 42 is a diagram for explaining the data structure of the PMT in detail.
  • a PMT header describing the length of data included in the PMT is arranged at the head of the PMT.
  • a plurality of descriptors related to multiplexed data are arranged.
  • the copy control information and the like are described as descriptors.
  • a plurality of pieces of stream information regarding each stream included in the multiplexed data are arranged.
  • the stream information is composed of a stream descriptor that describes a stream type for identifying a compression codec of the stream, a stream PID, and stream attribute information (frame rate, aspect ratio, etc.).
  • FIG. 43 shows the structure of the multiplexed data information file.
  • the multiplexed data information file is management information of multiplexed data, has a one-to-one correspondence with the multiplexed data, and includes multiplexed data information, stream attribute information, and an entry map.
  • the multiplexed data information includes a system rate, a reproduction start time, and a reproduction end time as shown in FIG.
  • the system rate indicates a maximum transfer rate of multiplexed data to a PID filter of a system target decoder described later.
  • the ATS interval included in the multiplexed data is set to be equal to or less than the system rate.
  • the playback start time is the PTS of the first video frame of the multiplexed data
  • the playback end time is set by adding the playback interval for one frame to the PTS of the video frame at the end of the multiplexed data.
  • FIG. 44 is a diagram showing a configuration of stream attribute information included in the multiplexed data information file.
  • attribute information for each stream included in the multiplexed data is registered for each PID.
  • the attribute information has different information for each video stream, audio stream, presentation graphics stream, and interactive graphics stream.
  • the video stream attribute information includes the compression codec used to compress the video stream, the resolution of the individual picture data constituting the video stream, the aspect ratio, and the frame rate. It has information such as how much it is.
  • the audio stream attribute information includes the compression codec used to compress the audio stream, the number of channels included in the audio stream, the language supported, and the sampling frequency. With information. These pieces of information are used for initialization of the decoder before the player reproduces it.
  • the stream type included in the PMT is used.
  • video stream attribute information included in the multiplexed data information is used.
  • the video encoding shown in each of the above embodiments for the stream type or video stream attribute information included in the PMT.
  • FIG. 45 shows an example of the configuration of a video / audio output device 4500 including a receiving device 4504 that receives video and audio data or a modulated signal including data for data broadcasting transmitted from a broadcasting station (base station). Is shown. Note that the configuration of the reception device 4504 corresponds to the reception device 3700 in FIG.
  • the video / audio output device 4500 includes, for example, an OS (Operating System), and a communication device 4506 for connecting to the Internet (for example, a wireless local area network (LAN) or Ethernet). Communication device).
  • OS Operating System
  • LAN wireless local area network
  • a remote controller which may be a mobile phone or a keyboard
  • either the video 4502 in the data for data broadcasting or the hypertext 4503 provided on the Internet is selected and the operation is changed. Will do.
  • hypertext 4503 provided on the Internet is selected, the displayed WWW site is changed by operating the remote controller.
  • the remote controller 4507 selects a channel selected (selected (TV) program, selected audio broadcast). Send information.
  • IF 4505 acquires information transmitted by the remote controller, and receiving apparatus 4504 performs processing such as demodulation and error correction decoding on a signal corresponding to the selected channel, and obtains received data.
  • receiving apparatus 4504 receives the control symbol information including information on the transmission method (this is as described in FIG. 5) included in the signal corresponding to the selected channel.
  • the control symbol information including information on the transmission method (this is as described in FIG. 5) included in the signal corresponding to the selected channel.
  • the video / audio output device 4500 may be operated using the Internet. For example, a recording (storage) reservation is made to the video / audio output device 4500 from another terminal connected to the Internet. (Therefore, the video / audio output device 4500 has a recording unit 3708 as shown in FIG. 37.)
  • the channel is selected and the receiving device 4504 is selected.
  • the signal corresponding to the selected channel is subjected to processing such as demodulation and error correction decoding to obtain received data.
  • the receiving apparatus 4504 transmits a transmission method (transmission method, modulation method, error correction method, etc. described in the above embodiment) included in a signal corresponding to the selected channel (this is described in FIG. 5).
  • a transmission method transmission method, modulation method, error correction method, etc. described in the above embodiment
  • the receiving operation, the demodulation method, the error correction decoding and the like are correctly set, so that the data symbol transmitted by the broadcasting station (base station) is set.
  • the included data can be obtained.
  • the transmission device is equipped with a communication / broadcasting device such as a broadcasting station, a base station, an access point, a terminal, a mobile phone, and the like.
  • the receiving device is equipped with a communication device such as a television, a radio, a terminal, a personal computer, a mobile phone, an access point, and a base station.
  • the transmission device and the reception device in the present invention are devices having a communication function, and the devices have some interface (for example, a device for executing an application such as a television, a radio, a personal computer, and a mobile phone). For example, it may be possible to connect via USB).
  • pilot symbols may be called preambles, unique words, postambles, reference symbols, scattered pilots, etc.
  • symbols for control information may be arranged in any manner in the frame.
  • the pilot symbol and the control information symbol are named, but any naming method may be used, and the function itself is important.
  • the pilot symbol is, for example, a known symbol modulated by using PSK modulation in a transmitter / receiver (or the receiver may know the symbol transmitted by the transmitter by synchronizing the receiver). .), And the receiver uses this symbol to perform frequency synchronization, time synchronization, channel estimation (for each modulated signal) (estimation of CSI (Channel State Information)), signal detection, and the like. Become.
  • control information symbol is information (for example, a modulation method, an error correction coding method used for communication, a communication information symbol) that needs to be transmitted to a communication partner in order to realize communication other than data (such as an application).
  • This is a symbol for transmitting an error correction coding method coding rate, setting information in an upper layer, and the like.
  • the present invention is not limited to all the embodiments, and can be implemented with various modifications. For example, in the above-described embodiment, the case of performing as a communication device has been described. However, the present invention is not limited to this, and this communication method can also be performed as software.
  • the phase changing method in the method of transmitting two modulated signals from two antennas has been described.
  • the method is not limited to this, and precoding is performed on the four mapped signals and the phase is changed.
  • the method is modified to generate four modulated signals and transmit from four antennas, that is, N-coded signals are precoded to generate N modulated signals, and N antennas are generated.
  • the method of transmitting from can be similarly implemented as a phase changing method in which the phase is changed regularly.
  • a MIMO communication system that transmits two modulated signals from two antennas and receives them by two antennas.
  • (Multiple ⁇ ⁇ Input ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ Single Output) communication system is also applicable.
  • the receiving apparatus has a configuration without the antenna 701_Y, the radio unit 703_Y, the channel fluctuation estimation unit 707_1 of the modulation signal z1, and the channel fluctuation estimation unit 707_2 of the modulation signal z2 in the configuration illustrated in FIG. Even in this case, each of r1 and r2 can be estimated by executing the process shown in the first embodiment.
  • a MIMO communication system that transmits two modulated signals from two antennas and receives them by two antennas.
  • (Multiple ⁇ ⁇ Input ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ Single Output) communication system is also applicable.
  • the point that precoding and phase change are applied in the transmission apparatus is as described above.
  • the receiving apparatus has a configuration without the antenna 701_Y, the radio unit 703_Y, the channel fluctuation estimation unit 707_1 of the modulation signal z1, and the channel fluctuation estimation unit 707_2 of the modulation signal z2 in the configuration illustrated in FIG.
  • the data transmitted by the transmission device can be estimated by executing the processing shown in this specification.
  • a plurality of transmitted signals can be received and decoded by one antenna in the same frequency band and at the same time (in one antenna reception, processing such as ML calculation (Max-log APP etc.) is performed.
  • the signal processor 711 in FIG. 7 may perform demodulation (detection) in consideration of precoding and phase change used on the transmission side.
  • precoding precoding weight
  • precoding matrix any name may be used (for example, a codebook)
  • the signal processing itself is important.
  • the description has been focused on the case where the OFDM method is used as the transmission method.
  • the present invention is not limited to this, and the same applies when a multicarrier method other than the OFDM method or a single carrier method is used. It is possible to implement.
  • a spread spectrum communication method may be used.
  • the single carrier method the phase change is performed in the time axis direction.
  • the receiving device is described using ML calculation, APP, Max-log APP, ZF, MMSE, etc., but as a result, the soft decision result of each bit of the data transmitted by the transmitting device (Log likelihood, log likelihood ratio) and a hard decision result (“0” or “1”) are obtained. These may be collectively referred to as detection, demodulation, detection, estimation, and separation.
  • Different data may be transmitted by the streams s1 (t), s2 (t) (s1 (i), s2 (i)), or the same data may be transmitted.
  • regular phase change and precoding are performed for two streams of baseband signals s1 (i) and s2 (i) (where i represents the order of time or frequency (carrier)).
  • the baseband signals z1 (i) and z2 (i) after the signal processing of both generated are generated.
  • the in-phase I component is I 1 (i)
  • the quadrature component is Q 1 (i)
  • the in-phase I component of the baseband signal z2 (i) after both signal processing is I 2 (i)
  • the quadrature component is Q 2 ( i).
  • the baseband component is replaced,
  • the in-phase component of the baseband signal r1 (i) after replacement is I 1 (i)
  • the quadrature component is Q 2 (i)
  • the in-phase component of the baseband signal r2 (i) after replacement is I 2 (i)
  • Let the orthogonal component be Q 1 (i)
  • the modulation signal corresponding to the baseband signal r1 (i) after replacement is transmitted from the transmission antenna 1, and the modulation signal corresponding to the baseband signal r2 (i) after replacement is transmitted from the transmission antenna 2 at the same time.
  • the modulated signal corresponding to the replaced baseband signal r1 (i) and the replaced baseband signal r2 (i) are transmitted from different antennas using the same frequency at the same time. Also good. Also, The in-phase component of the baseband signal r1 (i) after replacement is I 1 (i), the quadrature component is I 2 (i), and the in-phase component of the baseband signal r2 (i) after replacement is Q 1 (i), Let the orthogonal component be Q 2 (i) The in-phase component of the baseband signal r1 (i) after replacement is I 2 (i), the quadrature component is I 1 (i), and the in-phase component of the baseband signal r2 (i) after replacement is Q 1 (i), Let the orthogonal component be Q 2 (i) The in-phase component of the baseband signal r1 (i) after replacement is I 1 (i), the quadrature component is I 2 (i), and the in-phase component of the baseband signal r2 (i) after replacement is Q 2 (i),
  • the signal processing of both of the two stream signals is performed and the in-phase component and the quadrature component of the signal after both signal processing are replaced.
  • the present invention is not limited to this, and there are more than two streams. It is also possible to perform both signal processing on the signal and replace the in-phase component and the quadrature component of the signal after both signal processing.
  • the quadrature component is Q 1 (i)
  • the in-phase I component of the baseband signal z2 (i) 5501_2 after both signal processing is I 2 (i)
  • the quadrature component is Q 2 (i).
  • the in-phase component of the baseband signal r1 (i) 5503_1 after replacement is I r1 (i)
  • the quadrature component is Q r1 (i)
  • the in-phase component of the baseband signal r2 (i) 5503_2 after replacement is I r2 ( i)
  • the quadrature component is Q r2 (i)
  • the quadrature component Q r1 (i) of the baseband signal r1 (i) 5503_1 after replacement and the baseband signal r2 ( i)
  • the in-phase component I r2 (i) of 5503_2 and the quadrature component Q r2 (i) shall be expressed as described above.
  • the baseband signal may be replaced after the signal processing.
  • Both the transmitting antenna of the transmitting device and the receiving antenna of the receiving device may be configured by a plurality of antennas.
  • ⁇ represents a universal quantifier
  • ⁇ represents an existent quantifier.
  • the unit of phase, such as declination, in the complex plane is “radian”.
  • a complex plane it can be displayed in polar form as a display of complex polar coordinates.
  • the baseband signals s1, s2, z1, and z2 are complex signals.
  • the in-phase signal is I and the quadrature signal is Q
  • the complex signal is I + jQ ( j is an imaginary unit). At this time, I may be zero or Q may be zero.
  • FIG. 46 shows an example of a broadcasting system using the phase changing method described in this specification.
  • a video encoding unit 4601 receives video as input, performs video encoding, and outputs data 4602 after video encoding.
  • the speech encoding unit 4603 receives speech as input, performs speech encoding, and outputs speech-encoded data 4604.
  • the data encoding unit 4605 receives data, performs data encoding (for example, data compression), and outputs data 4606 after data encoding. These are collectively referred to as an information source encoding unit 4600.
  • the transmission unit 4607 receives the data 4602 after video encoding, the data 4604 after audio encoding, and the data 4606 after data encoding as one of these data or all of these data as transmission data. Processing such as error correction coding, modulation, precoding, and phase change (for example, signal processing in the transmission apparatus in FIG. 3) is performed, and transmission signals 4608_1 to 4608_N are output. The transmission signals 4608_1 to 4608_N are transmitted as radio waves by the antennas 4609_1 to 4609_N, respectively.
  • the receiving unit 4612 receives the received signals 4611_1 to 4611_M received by the antennas 4610_1 to 4610_M, and performs processing such as frequency conversion, phase change, precoding decoding, log likelihood ratio calculation, error correction decoding, and the like (for example, FIG. 7).
  • the reception device 4613, 4615, 4617 is output.
  • the information source decoding unit 4619 receives the received data 4613, 4615, and 4617
  • the video decoding unit 4614 receives the received data 4613, decodes the video, and outputs a video signal. Appears on the display.
  • the voice decoding unit 4616 receives the received data 4615 as an input. Audio decoding is performed and an audio signal is output, and the audio flows from the speaker.
  • the data decoding unit 4618 receives the received data 4617, performs data decoding, and outputs data information.
  • the number of encoders possessed by the transmission apparatus is any number. May be. Therefore, for example, as shown in FIG. 4, it is naturally possible to apply a method in which the transmission apparatus includes one encoder and distributes the output to a multicarrier transmission scheme such as the OFDM scheme.
  • the radio units 310A and 310B in FIG. 4 may be replaced with the OFDM system related processing units 1301A and 1301B in FIG.
  • the description of the OFDM scheme-related processing unit is as in the first embodiment.
  • the formula (36) is given as an example of the precoding matrix, but a method using the following formula as a precoding matrix can be considered.
  • the formula (37) and the formula (38) are set as the value of ⁇ .
  • the present invention is not limited to this. If set, it becomes a simple precoding matrix, so this value is one of the effective values.
  • the phase change value for the period N (FIG. 3, FIG. 3) in the phase change unit in FIGS. 3, 4, 6, 12, 25, 29, 51, and 53. 4, FIG. 6, FIG. 12, FIG. 25, FIG. 29, FIG. 51, and FIG. 53, the phase change is given to only one baseband signal, so that it becomes the phase change value.
  • I 0, 1, 2,..., N-2, N-1 (i is an integer from 0 to N-1)).
  • phase change is performed on one precoded baseband signal (that is, FIG. 3, FIG. 4, FIG. 6, FIG. 12, FIG. 25, FIG. 29, FIG. 51, FIG. 53).
  • baseband signal z ⁇ b> 2 ′ after precoding is subjected to phase change.
  • PHASE [k] is given as follows.
  • the phase change method in the case where two modulated signals are transmitted by a plurality of antennas has been described in detail.
  • the present invention is not limited to this, but a base on which mapping of three or more modulation methods is performed. The same applies to the case where the band signal is precoded and phase-changed, the baseband signal after precoding and phase change is subjected to predetermined processing, and transmitted from a plurality of antennas.
  • a program for executing the communication method may be stored in a ROM (Read Only Memory) in advance and the program may be operated by a CPU (Central Processor Unit). Further, a program for executing the communication method is stored in a computer-readable storage medium, the program stored in the storage medium is recorded in a computer RAM (Random Access Memory), and the computer is operated according to the program. You may do it.
  • ROM Read Only Memory
  • CPU Central Processor Unit
  • Each configuration such as the above-described embodiments may be typically realized as an LSI (Large Scale Integration) that is an integrated circuit. These may be individually made into one chip, or may be made into one chip so as to include all or part of the configurations of the respective embodiments. Here, it is referred to as LSI, but depending on the degree of integration, it may also be referred to as IC (Integrated Circuit), system LSI, super LSI, or ultra LSI. Further, the method of circuit integration is not limited to LSI's, and implementation using dedicated circuitry or general purpose processors is also possible. An FPGA (Field Programmable Gate Array) that can be programmed after manufacturing the LSI, or a reconfigurable processor that can reconfigure the connection and setting of circuit cells inside the LSI may be used.
  • LSI Large Scale Integration
  • Embodiment C1 In the present embodiment, the case where the precoding matrix to be used is switched when the transmission parameter is changed in the first embodiment has been described. However, in the present embodiment, the detailed example is described above (other supplements). As described in the above), as a transmission parameter, a method of switching a precoding matrix to be used when switching between transmission of the same data and transmission of different data in the streams s1 (t) and s2 (t). A phase change method associated therewith will be described.
  • FIG. 56 shows an example of the configuration of the transmission apparatus when the transmission method is switched as described above.
  • 56 that operate in the same manner as in FIG. 54 are denoted by the same reference numerals.
  • 56 differs from FIG. 54 in that distribution section 404 receives frame configuration signal 313 as an input. The operation of the distribution unit 404 will be described with reference to FIG.
  • FIG. 57 shows the operation of the distribution unit 404 when different data is transmitted than when the same data is transmitted.
  • the encoded data is x1, x2, x3, x4, x5, x6,...
  • the distributed data 405A is x1, x2, x3.
  • the distributed data 405B is represented as x1, x2, x3, x4, x5, x6,.
  • the distributed data 405A is represented as x1, x3, x5, x7, x9,...
  • the distributed data 405B includes x2, x4, x6, x8, x10, It is expressed as ...
  • the distribution unit 404 determines, based on the frame configuration signal 313 that is an input signal, whether the transmission mode transmits the same data or transmits different data.
  • the distribution unit 404 when performing the same data transmission, the distribution unit 404 outputs x1, x2, x3, x4, x5, x6,... As data 405A after distribution.
  • the data 405B after distribution is not output. Therefore, when frame configuration signal 313 indicates “same data transmission”, operation of distribution section 404 is as described above, and interleaver 304B and mapping section 306B in FIG. 56 do not operate. Then, only the baseband signal 307A, which is the output of the mapping unit 306A in FIG. 56, is valid and becomes an input signal for both the weighting synthesis units 308A and 308B.
  • one feature is that the precoding matrix is switched when the transmission mode is switched between the case of transmitting the same data and the case of transmitting different data.
  • the precoding matrix when transmitting the same data is as follows: It is good to express like this.
  • Equation (52) a is a real number (a may be a complex number, but the phase change is given to the input baseband signal by precoding, so the circuit scale is as large as possible and does not become complicated. In view of this, it is better to use a real number.)
  • a 1
  • the weighting / combining units 308A and 308B output the input signal as it is without performing the weighting / combining operation. .
  • the baseband signal 309A after weighted synthesis and the baseband signal 316B after weighted synthesis, which are output signals of the weighted synthesis sections 308A and 308B, are the same signal.
  • the phase change unit 5201 changes the phase of the baseband signal 309A after the weighted synthesis, and the baseband signal after the phase change 5202 is output.
  • the phase changing unit 317B changes the phase of the baseband signal 316B after the weighted synthesis, and the baseband signal after the phase change 309B is output.
  • phase change performed by the phase change unit 5201 is e jA (t) (or e jA (f) or e jA (t, f) ) (where t is time and f is frequency) (therefore, e jA (t) (or e jA (f) or e jA (t, f) ) is a value to be multiplied by the input baseband signal.), and e jB (T) (or e jB (f) or e jB (t, f) ) (where t is time and f is frequency) (hence e jB (t) (or e jB (f) Or, e jB (t, f) ) is a value to be multiplied with the input baseband signal.) It is important that the following condition is satisfied.
  • the transmission signal can reduce the influence of multipath, so that the reception quality of the data can be improved in the reception device.
  • the phase change may be performed on only one of the baseband signal 309A after weighted synthesis and the baseband signal 316B after weighted synthesis.
  • the baseband signal 5202 after the phase change is subjected to processing such as IFFT and frequency conversion when OFDM is used, and is transmitted from the transmission antenna.
  • processing such as IFFT and frequency conversion when OFDM is used
  • the baseband signal 5202 after the phase change may be considered to be the signal 1301A in FIG. 13).
  • the baseband signal 309B after the phase change uses OFDM , IFFT, frequency conversion, etc. are performed and transmitted from the transmitting antenna.
  • the baseband signal 309B after the phase change may be considered as the signal 1301B in FIG. 13).
  • “transmit different data” is selected as the transmission mode, as shown in the first embodiment, it is expressed by any one of Expression (36), Expression (39), and Expression (50). Shall.
  • the phase changing units 5201 and 317B in FIG. 56 it is important for the phase changing units 5201 and 317B in FIG. 56 to perform a phase changing method different from the case of “transmitting the same data”.
  • the phase changing unit 5201 changes the phase and the phase changing unit 317B does not change the phase, or the phase changing unit 5201 does not change the phase.
  • the phase change unit 317B changes the phase, for example, only one of the two phase change units changes the phase, the receiving apparatus can be used in both the LOS environment and the NLOS environment. Good data reception quality can be obtained.
  • Expression (52) may be used as the precoding matrix, but Expression (36), Expression (50), or Expression ( If a precoding matrix expressed by (39) and different from Equation (52) is used, there is a possibility that the reception quality of data, particularly in the LOS environment, can be further improved in the receiving apparatus.
  • the present invention is not limited to this, and the same applies when a multicarrier method other than the OFDM method or a single carrier method is used. It is possible to implement. At this time, a spread spectrum communication method may be used. When the single carrier method is used, the phase change is performed in the time axis direction.
  • the phase change is not limited to data symbols, but symbols such as pilot symbols and control symbols inserted in the transmission frame of the transmission signal. Therefore, the phase change is also performed. (However, the phase change may not be performed on symbols such as pilot symbols and control symbols, but the phase change may be performed in order to obtain diversity gain.) (Embodiment C2) In this embodiment, a method for configuring a base station to which Embodiment C1 is applied will be described.
  • FIG. 59 shows the relationship between a base station (broadcast station) and terminals.
  • Terminal P receives transmission signal 5903A transmitted from antenna 5904A of base station A (5902A) and transmission signal 5905A transmitted from antenna 5906A, and performs predetermined processing to obtain received data.
  • Terminal Q receives transmission signal 5903A transmitted from antenna 5904A of base station A (5902A) and transmission signal 5903B transmitted from antenna 5904B of base station B (5902B), performs a predetermined process, It is assumed that received data is obtained.
  • the base station A (5902A) transmits from the antenna 5904A, the transmission signal 5903A transmitted from the antenna 5906A, the frequency allocation of the transmission signal 5905A, and the base station B (5902B) transmits from the antenna 5904B and the antenna 5906B.
  • the frequency allocation of the transmission signal 5903B and the transmission signal 5905B is shown.
  • the horizontal axis represents frequency and the vertical axis represents transmission power.
  • the transmission signal 5903A and transmission signal 5905A transmitted by the base station A (5902A) and the transmission signal 5903B and transmission signal 5905B transmitted by the base station B (5902B) are at least the frequency band X and the frequency band.
  • Y is used, the first channel data is transmitted using the frequency band X, and the second channel data is transmitted using the frequency band Y. To do.
  • terminal P receives transmission signal 5903A transmitted from antenna 5904A of base station A (5902A) and transmission signal 5905A transmitted from antenna 5906A, extracts frequency band X, and performs predetermined processing. To obtain data of the first channel.
  • Terminal Q receives transmission signal 5903A transmitted from antenna 5904A of base station A (5902A) and transmission signal 5903B transmitted from antenna 5904B of base station B (5902B). Extraction and predetermined processing are performed to obtain data of the second channel.
  • base station A (5902A) and base station B (5902B) The configuration and operation of base station A (5902A) and base station B (5902B) at this time will be described.
  • Each of base station A (5902A) and base station B (5902B) includes the transmission apparatus configured in FIGS. 56 and 13 as described in Embodiment C1.
  • the base station A (5902A) When transmitting as shown in FIG. 60, the base station A (5902A) generates two different modulation signals (precoding and phase change) in the frequency band X as described in the embodiment C1. 2) Transmit two modulated signals from antennas 5904A and 5906A in FIG.
  • base station A (5902A) operates interleaver 304A, mapping section 306A, weighting combining section 308A, and phase changing section 5201 in FIG.
  • base station B (5902B) operates interleaver 304A, mapping section 306A, weighting combining section 308A, and phase changing section 5201 in FIG. 56 to generate modulated signal 5202, and a transmission signal corresponding to modulated signal 5202 Is transmitted from the antenna 1310A of FIG. 13, that is, the antenna 5904B of FIG.
  • the base station may individually generate the encoded data as shown in FIG. 56, but the encoding created by any of the base stations Later data may be transferred to another base station.
  • one of the base stations may generate a modulated signal, and the generated modulated signal may be passed to another base station.
  • a signal 5901 includes information on a transmission mode (“send the same data” or “send different data”), and the base station obtains this signal, The modulation signal generation method in each frequency band is switched.
  • the signal 5901 is input from another device or network as shown in FIG. 59.
  • the base station A (5902A) is the master station
  • the base station B (5902B) is a signal corresponding to the signal 5901. You may make it pass.
  • the base station when the base station “transmits different data”, a precoding matrix and a phase change method suitable for the transmission method are set, and a modulated signal is generated.
  • the two base stations when “same data is transmitted”, the two base stations respectively generate and transmit modulated signals. At this time, each base station generates a modulated signal for transmission from one antenna.
  • the precoding matrix of Equation (52) is calculated by two base stations. It corresponds to setting.
  • the phase changing method is as described in the embodiment C1, and for example, the condition of (Equation 53) may be satisfied.
  • the frequency band X and the frequency band Y may change the transmission method with time. Therefore, as shown in FIG. 61, the time may pass and the frequency assignment as shown in FIG. 60 may be changed to the frequency assignment as shown in FIG.
  • the phase change unit can be shared in the transmission apparatus.
  • the present invention is not limited to this, and the same applies when a multicarrier method other than the OFDM method or a single carrier method is used. It is possible to implement. At this time, a spread spectrum communication method may be used. When the single carrier method is used, the phase change is performed in the time axis direction.
  • the phase change is not limited to data symbols, but symbols such as pilot symbols and control symbols inserted in the transmission frame of the transmission signal. Therefore, the phase change is also performed. (However, the phase change may not be performed on symbols such as pilot symbols and control symbols, but the phase change may be performed in order to obtain diversity gain.)
  • Embodiment C3 In this embodiment, a configuration method of a repeater to which Embodiment C1 is applied will be described. Note that the repeater may be referred to as a relay station.
  • FIG. 62 shows the relationship between a base station (broadcast station), a repeater, and a terminal.
  • the base station 6201 transmits a modulated signal of at least the frequency band X and the frequency band Y.
  • Base station 6201 transmits modulated signals from antenna 6202A and antenna 6202B, respectively.
  • the transmission method at this time will be described later with reference to FIG.
  • Repeater A (6203A) performs processing such as demodulation on reception signal 6205A received by reception antenna 6204A and reception signal 6207A received by reception antenna 6206A to obtain reception data.
  • transmission processing is performed to generate modulated signals 6209A and 6211A, which are transmitted from antennas 6210A and 6212A, respectively.
  • repeater B (6203B) performs processing such as demodulation on reception signal 6205B received by reception antenna 6204B and reception signal 6207B received by reception antenna 6206B to obtain reception data. Then, in order to transmit the received data to the terminal, transmission processing is performed to generate modulated signals 6209B and 6211B, which are transmitted from antennas 6210B and 6212B, respectively.
  • repeater B (6203B) is a master repeater and outputs control signal 6208, and repeater A (6203A) receives this signal. Note that it is not always necessary to provide a master repeater, and the base station 6201 may individually transmit control information to the repeater A (6203A) and the repeater B (6203B).
  • the terminal P (5907) receives the modulation signal transmitted from the repeater A (6203A) and obtains data.
  • Terminal Q receives signals transmitted from repeater A (6203A) and repeater B (6203B) and obtains data.
  • the terminal R (6213) receives the modulation signal transmitted from the repeater B (6203B) and obtains data.
  • FIG. 63 shows the frequency allocation of the modulation signal transmitted from the antenna 6202A and the frequency allocation of the modulation signal transmitted from the antenna 6202B among the transmission signals transmitted by the base station.
  • the horizontal axis represents frequency and the vertical axis represents transmission power.
  • the modulation signal transmitted from the antenna 6202A and the modulation signal transmitted from the antenna 6202B use at least the frequency band X and the frequency band Y, and the first channel is transmitted using the frequency band X. It is assumed that the data of the second channel different from the first channel is transmitted using the frequency band Y.
  • the data of the first channel is transmitted in the mode of “sending different data” using the frequency band X as described in the embodiment C1. Therefore, as shown in FIG. 63, the modulation signal transmitted from antenna 6202A and the modulation signal transmitted from antenna 6202B include components of frequency band X. The component of the frequency band X is received by the relay A and the relay B. Therefore, as described in Embodiment 1 and Embodiment C1, the modulation signal of frequency band X is subjected to precoding (weighting synthesis) and phase change on the mapped signal. .
  • FIG. 63 the data of the second channel is transmitted using the frequency band Y component transmitted from the antenna 6202A of FIG.
  • the component of the frequency band Y is received by the repeater A and the repeater B.
  • FIG. 64 shows the frequency allocation of the modulation signal 6209A transmitted from the antenna 6210A of the relay A, the modulation signal 6211A transmitted from the antenna 6212A, and the transmission of the relay B, among the transmission signals transmitted by the relay A and the relay B.
  • the frequency allocation of the modulation signal 6209B transmitted from the antenna 6210B and the modulation signal 6211B transmitted from the antenna 6212B is shown.
  • the horizontal axis represents frequency and the vertical axis represents transmission power.
  • the modulation signal 6209A transmitted from the antenna 6210A and the modulation signal 6211A transmitted from the antenna 6212A use at least the frequency band X and the frequency band Y
  • the modulation signal transmitted from the antenna 6210B uses at least the frequency band X and the frequency band Y.
  • the frequency band X is used to transmit data of the first channel, and the frequency It is assumed that data of the second channel is transmitted using the band Y.
  • modulated signal 6209A transmitted from antenna 6210A and modulated signal 6211A transmitted from antenna 6212A include components of frequency band X.
  • the component of the frequency band X is received by the terminal P.
  • modulated signal 6209B transmitted from antenna 6210B and modulated signal 6211B transmitted from antenna 6212B include components of frequency band X.
  • the component of the frequency band X is received by the terminal R. Therefore, as described in Embodiment 1 and Embodiment C1, the modulation signal of frequency band X is subjected to precoding (weighting synthesis) and phase change on the mapped signal. .
  • the data of the second channel is obtained by using the component of the frequency band Y of the modulated signal transmitted from the antenna 6210A of the repeater A (6203A) and the antenna 6210B of the repeater B (6203B) in FIG. Will be transmitted.
  • the “same data transmission” transmission mode described in the embodiment C1 is used.
  • the component of the frequency band Y is received by the terminal Q.
  • FIG. 65 shows an example of the configuration of the receiving unit and the transmitting unit of the repeater, and components that operate in the same manner as in FIG.
  • the reception unit 6203X receives the reception signal 6502a received by the reception antenna 6501a and the reception signal 6502b received by the reception antenna 6501b, and performs signal processing (signal separation or synthesis, error correction decoding) on the frequency band X component.
  • the data 6204X transmitted by the base station using the frequency band X is obtained and output to the distribution unit 404, and information on the transmission method included in the control information is obtained (transmitted by the repeater). Information on the transmission method at the time of acquisition is also obtained), and the frame configuration signal 313 is output.
  • the receiving unit 6203X and the subsequent units are processing units for generating a modulated signal for transmission in the frequency band X.
  • the receiving unit includes not only the receiving unit of the frequency band X but also other receiving units of other frequency bands, and each receiving unit has its frequency band.
  • the outline of the operation of distribution section 404 is the same as the operation of the distribution section in the base station described in Embodiment C2.
  • repeater A (6203A) and repeater B (6203B) When transmitting as shown in FIG. 64, repeater A (6203A) and repeater B (6203B) generate two different modulation signals in frequency band X as described in the embodiment C1 (preliminary).
  • the relay A (6203A) transmits the two modulated signals from the antennas 6210A and 6212A in FIG. 62, and the relay B (6203B) transmits from the antennas 6210B and 6212B in FIG. 62, respectively.
  • repeater A (6203A) is shown in FIG. 65 in processing unit 6500 related to frequency band Y corresponding to signal processing unit 6500 related to frequency band X (6500 is related to frequency band X). Although it is a signal processing unit, the frequency band Y is also provided with the same signal processing unit, and will be described with the number added in 6500.), interleaver 304A, mapping unit 306A, weighting synthesis unit 308A, phase change unit 5201 To generate a modulation signal 5202 and transmit a transmission signal corresponding to the modulation signal 5202 from the antenna 1310A in FIG. 13, that is, the antenna 6210A in FIG.
  • repeater B (6203B) operates interleaver 304A, mapping unit 306A, weighting combining unit 308A, and phase changing unit 5201 in frequency band Y in FIG. 62 to generate modulated signal 5202 and generate modulated signal 5202. Is transmitted from the antenna 1310A of FIG. 13, that is, the antenna 6210B of FIG.
  • FIG. 66 shows a frame configuration of a modulated signal transmitted by the base station, and the horizontal axis time and the vertical axis frequency
  • information 6601 regarding the transmission method As shown in FIG. 66 (FIG. 66 shows a frame configuration of a modulated signal transmitted by the base station, and the horizontal axis time and the vertical axis frequency), information 6601 regarding the transmission method, repeater Transmits the information 6602 regarding the phase change to be applied and the data symbol 6603, and the repeater obtains the information 6601 regarding the transmission method and the information 6602 regarding the phase change applied by the repeater, thereby determining the phase change method to be applied to the transmission signal. can do. If the information 6602 regarding the phase change performed by the repeater in FIG. 66 is not included in the signal transmitted by the base station, as shown in FIG. 62, repeater B (6203B) becomes the master, and repeater A (6203A) may be instructed to change the phase.
  • the repeater when the repeater “transmits different data”, a precoding matrix and a phase change method suitable for the transmission method are set, and a modulated signal is generated.
  • each of the two repeaters in the case of “transmitting the same data”, each of the two repeaters generates and transmits a modulated signal. At this time, each repeater generates a modulated signal to be transmitted from one antenna.
  • the precoding matrix of Equation (52) is calculated by two repeaters. It corresponds to setting.
  • the phase changing method is as described in the embodiment C1, and for example, the condition of (Equation 53) may be satisfied.
  • both the base station and the repeater transmit modulated signals from the two antennas, and transmit the same data from the two antennas. May be.
  • the operations of the base station and the repeater at this time are as described in the embodiment C1.
  • the present invention is not limited to this, and the same applies when a multicarrier method other than the OFDM method or a single carrier method is used. It is possible to implement. At this time, a spread spectrum communication method may be used. When the single carrier method is used, the phase change is performed in the time axis direction.
  • the phase change is not limited to data symbols, but symbols such as pilot symbols and control symbols inserted in the transmission frame of the transmission signal. Therefore, the phase change is also performed. (However, the phase change may not be performed on symbols such as pilot symbols and control symbols, but the phase change may be performed in order to obtain diversity gain.) (Embodiment C4) In the present embodiment, a phase change method different from the phase change methods described in “Embodiment 1” and “Other supplements” will be described.
  • k 0, 1, 2,..., N-2, N-1 (k is an integer from 0 to N-1).
  • PHASE [k] may be given as follows.
  • PHASE [k] may be given as follows.
  • PHASE [k] may be given as follows.
  • phase change As described above, by performing the phase change as in the present embodiment, it is possible to obtain an effect that the reception apparatus is more likely to obtain good reception quality.
  • the phase change of the present embodiment is not limited to the application to the single carrier scheme, and can be applied to the case of multicarrier transmission. Therefore, for example, the case of using the spread spectrum communication system, the OFDM system, the SC-FDMA, the SC-OFDM system, the wavelet OFDM system shown in Non-Patent Document 7, etc. can be similarly implemented.
  • phase change is performed in the time t-axis direction as an explanation for performing the phase change, but as in the first embodiment, when the phase change is performed in the frequency axis direction Similarly, in other words, in the present embodiment, the description of the phase change in the t direction has been described in the present embodiment by replacing t with f (f: frequency ((sub) carrier)).
  • the phase change change can be applied to the phase change in the frequency direction.
  • the phase changing method of the present embodiment can also be applied to the phase change in the time-frequency direction as in the description of the first embodiment.
  • Expression (36) is given as an example of the precoding matrix
  • Expression (50) is given as an example of the precoding matrix in the other supplements.
  • the phase change value for the period N (FIG. 3, FIG. 3) in the phase change unit in FIGS. 3, 4, 6, 12, 25, 29, 51, and 53. 4, 6, 12, 25, 29, 51, and 53, the phase change is given to only one of the baseband signals, so that the phase change value is obtained.)
  • PHASE [i ] (I 0, 1, 2,..., N-2, N-1 (i is an integer from 0 to N-1)).
  • the phase change is performed on one precoded baseband signal (that is, FIG. 3, FIG. 4, FIG. 6, FIG. 12, FIG. 25, FIG. 29, FIG. 51, FIG. 53). 3, 4, 6, 12, 25, 29, 51, and 53, only the baseband signal z ⁇ b> 2 ′ after precoding is subjected to phase change.
  • the phase change value at this time will be described in detail.
  • PHASE [0], PHASE [1], ..., n + 1 different phase change values required to realize a phase change method for switching the phase change values regularly with a period N 2n + 1.
  • PHASE [i], ..., PHASE [n-1], PHASE [n] (i 0,1,2, ..., n-2, n-1, n (where i is 0 or more and n Integer below)).
  • k 0, 1, 2,..., N-2, n-1, n (k is an integer from 0 to n).
  • PHASE [k] may be given as follows.
  • k 0, 1, 2,..., N-2, n-1, n (k is an integer from 0 to n).
  • PHASE [k] may be given as follows.
  • k 0, 1, 2,..., N-2, n-1, n (k is an integer of 0 to n), and Z is a fixed value.
  • PHASE [k] may be given as follows.
  • k 0, 1, 2,..., N-2, n-1, n (k is an integer of 0 to n), and Z is a fixed value.
  • phase change As described above, by performing the phase change as in the present embodiment, it is possible to obtain an effect that the reception apparatus is more likely to obtain good reception quality.
  • the phase change according to the present embodiment is not limited to the application to the single carrier method, and can also be applied to multicarrier transmission. Therefore, for example, the case of using the spread spectrum communication system, the OFDM system, the SC-FDMA, the SC-OFDM system, the wavelet OFDM system shown in Non-Patent Document 7, etc. can be similarly implemented.
  • phase change is performed in the time t-axis direction as an explanation for performing the phase change, but as in the first embodiment, when the phase change is performed in the frequency axis direction Similarly, in other words, in the present embodiment, the description of the phase change in the t direction has been described in the present embodiment by replacing t with f (f: frequency ((sub) carrier)).
  • the phase change change can be applied to the phase change in the frequency direction.
  • the phase changing method of the present embodiment can also be applied to the phase change in the time-frequency direction as in the description of the first embodiment.
  • a QC (Quasi Cyclic) LDPC (Low-Density Prity-Check) code (however, an LDPC (block) that is not a QC-LDPC code)
  • block codes such as concatenated codes of LDPC codes and BCH codes (Bose-Chaudhuri-Hocquenghem code)
  • block codes such as turbo codes or Duo-Binary Turbo Codes, etc.
  • the number of bits constituting the block after coding is the number of bits constituting the block code (however, Control information etc. as described may be included.)
  • control information or the like for example, CRC (cyclic redundancy check), transmission parameters, etc.
  • the number of bits constituting the block after encoding is the block code. It may be the sum of the number of bits and the number of bits such as control information.
  • FIG. 34 is a diagram showing changes in the number of symbols and the number of slots necessary for one encoded block when a block code is used.
  • 34 for example, as shown in the transmission apparatus of FIG. 4, two blocks s1 and s2 are transmitted and the transmission apparatus has one encoder. When used, it is a diagram showing changes in the number of symbols and the number of slots necessary for one encoded block. " (At this time, as a transmission method, either single carrier transmission or multicarrier transmission such as OFDM may be used.) As shown in FIG. 34, it is assumed that the number of bits constituting one encoded block in the block code is 6000 bits. In order to transmit 6000 bits, 3000 symbols are required when the modulation method is QPSK, 1500 symbols when 16 QAM, and 1000 symbols when 64 QAM.
  • the transmission apparatus in FIG. 4 transmits two streams at the same time, when the modulation scheme is QPSK, the above-described 3000 symbols are allocated 1500 symbols to s1 and 1500 symbols to s2. In order to transmit 1500 symbols transmitted in s1 and 1500 symbols transmitted in s2, 1500 slots (herein referred to as “slots”) are required.
  • phase change values or phase change sets
  • the number of phase change values (or phase change sets) prepared for a method of changing the phase regularly in period 5 is 5. That is, it is assumed that five phase change values (or phase change sets) for period 5 are prepared for the phase change unit of the transmission apparatus in FIG. However, as described in the embodiment C5, there are three different phase change values. Therefore, among the five phase change values for the period 5, the same phase change value exists. (As shown in FIG. 6, when the phase is changed only to the baseband signal z2 ′ after the precoding, in order to change the phase of the period 5, five phase change values may be prepared.
  • phase change values are required for one slot. Therefore, in this case, in order to perform the phase change of the period 5, five phase change sets may be prepared).
  • the five phase change values (or phase change sets) for cycle 5 are represented as P [0], P [1], P [2], P [3], and P [4].
  • the slot using the phase change value P [0] is 300 slots
  • the phase The slots using the change value P [1] are 300 slots
  • the slots using the phase change value P [2] are 300 slots
  • the slots using the phase change value P [3] are 300 slots
  • the phase change value P [4 ] Need to be 300 slots. This is because, depending on the phase change value to be used, the reception quality of data having a large influence of the phase change value using a large number is obtained.
  • the modulation scheme is 64QAM
  • the 500 slots described above for transmitting the number of bits of 6000 bits constituting one encoded block there are 100 slots using the phase change value P [0].
  • 100 slots that use the phase change value P [1] 100 slots that use the phase change value P [2]
  • 100 slots that use the phase change value P [3] 100 slots that use the phase change value P [3]
  • the slot using P [4] needs to be 100 slots.
  • phase change values P [0], P [1],. .., P [2n-1], P [2n] are PHASE [0], PHASE [1], PHASE [2],..., PHASE [n-1], PHASE [n] (see Embodiment C5)).
  • the number of slots using the phase change value P [0] is K 0
  • the number of slots using the phase change value P [1] is K 1
  • ⁇ Condition # C03> The difference between K a and K b is 0 or 1, that is,
  • is 0 or 1. (For ⁇ a, ⁇ b, where a, b 0,1,2, ..., 2n-1,2n (a is an integer from 0 to 2n, b is an integer from 0 to 2n), a ⁇ b) If ⁇ Condition # C03> is expressed in another way, the following conditions are satisfied.
  • FIG. 35 is a diagram showing changes in the number of symbols and the number of slots necessary for two encoded blocks when a block code is used.
  • FIG. 35 shows a case where two streams s1 and s2 are transmitted as shown in the transmission apparatus in FIG. 3 and the transmission apparatus in FIG. 12, and the transmission apparatus has two encoders.
  • FIG. 6 is a diagram showing changes in the number of symbols and the number of slots required for one encoded block when a block code is used. (At this time, as a transmission method, either single carrier transmission or multicarrier transmission such as OFDM may be used.)
  • the number of bits constituting one encoded block in the block code is 6000 bits. In order to transmit 6000 bits, 3000 symbols are required when the modulation method is QPSK, 1500 symbols when 16 QAM, and 1000 symbols when 64 QAM.
  • 3 and 12 transmit two streams at the same time, and since there are two encoders, two streams transmit different code blocks. become. Therefore, when the modulation scheme is QPSK, two encoded blocks are transmitted in the same section by s1 and s2, and for example, the first encoded block is transmitted by s1, and the second block is transmitted by s2. Since two encoded blocks are transmitted, 3000 slots are required to transmit the first and second encoded blocks.
  • phase change values or phase change sets
  • the number of phase change values (or phase change sets) prepared for a method of changing the phase regularly in period 5 is 5. That is, it is assumed that five phase change values (or phase change sets) for period 5 are prepared for the phase change unit of the transmission apparatus in FIG. However, as described in the embodiment C5, there are three different phase change values. Therefore, among the five phase change values for the period 5, the same phase change value exists. (As shown in FIG. 6, when the phase is changed only to the baseband signal z2 ′ after the precoding, in order to change the phase of the period 5, five phase change values may be prepared.
  • phase change values are required for one slot. Therefore, in this case, in order to perform the phase change of the period 5, five phase change sets may be prepared).
  • the five phase change values (or phase change sets) for cycle 5 are represented as P [0], P [1], P [2], P [3], and P [4].
  • the slot using the phase change value P [0] is 600 slots
  • the slot using the phase change value P [1] is 600 slots
  • the slot using the phase change value P [2] is 600 slots
  • the slot using the phase change value P [3] is 600 slots
  • the slot using [4] needs to be 600 slots. This is because, depending on the phase change value to be used, the reception quality of the data is greatly affected by the phase change value using a large number.
  • the slot using the phase change value P [0] is 600 times
  • the slot using the phase change value P [1] is 600 times
  • the phase change value P [2 ] Is 600 times
  • the slot using the phase change value P [3] is 600 times
  • the slot using the phase change value P [4] is 600 times
  • the second In order to transmit the encoded block the slot using the phase change value P [0] is 600 times
  • the slot using the phase change value P [1] is 600 times
  • the slot using the phase change value P [2] Is 600 times
  • the slot using the phase change value P [3] is 600 times
  • the slot using the phase change value P [4] is 600 times.
  • the slot using the phase change value P [0] in the 1500 slot described above for transmitting the number of bits of 6000 ⁇ 2 bits constituting the two encoded blocks 300 slots, 300 slots using the phase change value P [1], 300 slots using the phase change value P [2], 300 slots using the phase change value P [3], phase
  • the slot using the change value P [4] needs to be 300 slots.
  • the slot using the phase change value P [0] is 300 times
  • the slot using the phase change value P [1] is 300 times
  • the phase change value P [2 ] Is 300 times
  • the slot using the phase change value P [3] is 300 times
  • the slot using the phase change value P [4] is 300 times
  • the second code In order to transmit the block, the slot using the phase change value P [0] is 300 times, the slot using the phase change value P [1] is 300 times, and the slot using the phase change value P [2] is It is preferable that the slot using the phase change value P [3] is 300 times and the slot using the phase change value P [4] is 300 times.
  • the number of slots that use the change value P [4] needs to be 200 slots.
  • the slot using the phase change value P [0] is 200 times
  • the slot using the phase change value P [1] is 200 times
  • the phase change value P [2 ] Needs to be 200 times
  • the slot using the phase change value P [3] needs to be 200 times
  • the slot using the phase change value P [4] needs to be 200 times
  • the second code In order to transmit the block, the slot using the phase change value P [0] is 200 times, the slot using the phase change value P [1] is 200 times, and the slot using the phase change value P [2] is It is preferable that the slot using the phase change value P [3] is 200 times, and the slot using the phase change value P [4] is 200 times.
  • the phase change values P [0], P [1],. .., P [2n-1], P [2n] are PHASE [0], PHASE [1], PHASE [2], ..., PHASE [n-1], PHASE [n] (see Embodiment C5)
  • the number of times the phase change value P [0] is used when transmitting all the bits constituting the block after the first encoding is the number of times K 0,1 and the phase change value P [1] are used.
  • K 2n, 1 ⁇ Condition # C06>
  • the number of times the phase change value P [0] is used when transmitting all the bits constituting the block after the second encoding is the number of times K 0,2 and the phase change value P [1] are used.
  • K 1,2 and the number of times the phase change value P [i] is used as K i, 2 (i 0,1,2,..., 2n-1,2n (i is an integer from 0 to 2n) )
  • K 2n, 2 ⁇ Condition # C07>
  • phase change method for regularly switching the phase change value described in the embodiment C5 different phase change values PHASE [0], PHASE [1], PHASE [2], ..., in PHASE [n-1] and PHASE [n], the number of slots using the phase change value PHASE [0] is set to G 0 when all the bits constituting the two encoded blocks are transmitted.
  • G 1 is the number of slots using the phase change value PHASE [1]
  • the number of slots using the phase change value PHASE [n] is G n
  • ⁇ Condition # C05> can be expressed as follows.
  • G 1, 2 and the number of times the phase change value PHASE [i] is used as G i, 2 (i 0,1,2,..., N-1, n (i is an integer from 0 to n) )
  • ⁇ condition # C05> ⁇ condition#C06> ⁇ condition in the supported modulation schemes # C07>( ⁇ condition#C08> ⁇ condition#C09> ⁇ condition#C10>) should be satisfied.
  • the number of bits that can be transmitted in one symbol is generally different depending on each modulation scheme (there may be the same in some cases).
  • N phase change values are required for the phase change method of period N.
  • P [0], P [1], P [2], ..., P [N-2], P] [N-1] are required for the phase change method of period N.
  • P [0], P [1], P [2], ..., P [N-2], P] [N-1] are required for the phase change method of period N.
  • P [0], P [1], P [2], ..., P [N-2], P] [N-1] are required for the phase change method of period N.
  • P [0], P [1], P [2], ..., P [N-2], P] [N-1] are required for the phase change method of period N.
  • P [0], P [1], P [2], ..., P [N-2], P] [N-1] are required for the phase change method of period N.
  • PN [N ⁇ 1] can be changed in phase by arranging symbols in the time axis and frequency-time axis blocks.
  • N phase change values (or phase change sets) are randomly used. It is not necessary to use N phase change values (or phase change sets) so as to have a periodic period, but satisfying the above-described conditions is necessary for obtaining high data reception quality in the receiving apparatus. , Become important.
  • the base station may be able to select one of the transmission methods from these modes.
  • the spatial multiplexing MIMO transmission scheme is a method of transmitting signals s1 and s2 mapped by a selected modulation scheme from different antennas as shown in Non-Patent Document 3, and the precoding matrix is fixed.
  • the MIMO transmission scheme is a scheme that performs only precoding (no phase change).
  • the space-time block coding method is a transmission method shown in Non-Patent Documents 9, 16, and 17.
  • the transmission of only one stream is a method of performing a predetermined process on the signal s1 mapped by the selected modulation method and transmitting the signal from the antenna.
  • a multi-carrier transmission scheme such as OFDM is used, a first carrier group composed of a plurality of carriers, a second carrier group different from the first carrier group composed of a plurality of carriers,...
  • multi-carrier transmission is realized with a plurality of carrier groups, and for each carrier group, a spatial multiplexing MIMO transmission scheme, a MIMO transmission scheme with a fixed precoding matrix, a space-time block coding scheme, and transmission of only one stream,
  • This method may be set to any one of the methods for changing the phase regularly.
  • this embodiment may be implemented for a (sub) carrier group for which the method for changing the phase regularly is selected.
  • phase change is performed on one precoded baseband signal
  • the phase change value of P [i] is “X radians”, FIG. 3, FIG. 4, FIG. 6, FIG. 25, FIG. 29, FIG. 51, and FIG. 53
  • e jX is multiplied by the baseband signal z2 ′ after precoding.
  • the phase change is performed on both precoded baseband signals, for example, when the phase change set of P [i] is “X radians” and “Y radians”, FIG. 26, FIG. 27, 28, 52, and 54, e jX is multiplied by the precoded baseband signal z2 ′, and e jY is multiplied by the precoded baseband signal z1 ′.
  • e jX is multiplied by the precoded baseband signal z2 ′
  • e jY is multiplied by the precoded baseband signal z1 ′.
  • a QC (Quasi Cyclic) LDPC (Low-Density Prity-Check) code (however, an LDPC (block) that is not a QC-LDPC code)
  • block codes such as concatenated codes of LDPC codes and BCH codes (Bose-Chaudhuri-Hocquenghem code)
  • block codes such as turbo codes or Duo-Binary Turbo Codes are used
  • a case where A1 and Embodiment C6 are generalized will be described.
  • a case where two streams s1 and s2 are transmitted will be described as an example.
  • the number of bits constituting the block after coding is the number of bits constituting the block code (however, Control information etc. as described may be included.)
  • control information or the like for example, CRC (cyclic redundancy check), transmission parameters, etc.
  • the number of bits constituting the block after encoding is the block code. It may be the sum of the number of bits and the number of bits such as control information.
  • FIG. 34 is a diagram showing changes in the number of symbols and the number of slots necessary for one encoded block when a block code is used.
  • 34 for example, as shown in the transmission apparatus of FIG. 4, two blocks s1 and s2 are transmitted and the transmission apparatus has one encoder.
  • it is a diagram showing changes in the number of symbols and the number of slots necessary for one encoded block. " (At this time, as a transmission method, either single carrier transmission or multicarrier transmission such as OFDM may be used.)
  • the number of bits constituting one encoded block in the block code is 6000 bits.
  • 3000 symbols are required when the modulation method is QPSK, 1500 symbols when 16 QAM, and 1000 symbols when 64 QAM. Since the transmission apparatus in FIG. 4 transmits two streams at the same time, when the modulation method is QPSK, the above-described 3000 symbols are allocated 1500 symbols to s1 and 1500 symbols to s2. In order to transmit 1500 symbols transmitted at s1 and 1500 symbols transmitted at s2, 1500 slots (herein referred to as “slots”) are required.
  • phase change values or phase change sets prepared for a method of changing the phase regularly in period 5
  • P [0], P [1], P [2], P [3], P [4 are the phase change values (or phase change sets) prepared for the method of changing the phase regularly in period 5.
  • P [0], P [1], P [2], P [3], and P [4] need only include at least two different phase change values (P [0] , P [1], P [2], P [3], P [4] may contain the same phase change value.
  • five phase change values may be prepared.
  • phase change when the phase change is performed on both of the baseband signals z1 ′ and z2 ′ after the precoding, two phase change values are required for one slot. Therefore, in this case, in order to perform the phase change of the period 5, five phase change sets may be prepared).
  • the slot using the phase change value P [0] is 300 slots
  • the phase The slots using the change value P [1] are 300 slots
  • the slots using the phase change value P [2] are 300 slots
  • the slots using the phase change value P [3] are 300 slots
  • the phase change value P [4 ] Need to be 300 slots. This is because, depending on the phase change value to be used, the reception quality of the data is greatly affected by the phase change value using a large number.
  • the modulation scheme is 64QAM
  • the 500 slots described above for transmitting the number of bits of 6000 bits constituting one encoded block there are 100 slots using the phase change value P [0].
  • 100 slots that use the phase change value P [1] 100 slots that use the phase change value P [2]
  • 100 slots that use the phase change value P [3] 100 slots that use the phase change value P [3]
  • the slot using P [4] needs to be 100 slots.
  • phase change values P [0], P [1],..., P [N-2], P [N-1] in the phase change method for switching the phase change values regularly in the period N It shall be expressed as However, P [0], P [1],..., P [N-2], P [N-1] are assumed to be composed of at least two different phase change values.
  • P [0], P [1], ..., P [N-2], P [N-1] may contain the same phase change value.
  • K i 0,1,2, ..., N-1 (i is an integer between 0 and N-1)
  • ⁇ Condition # C17> should be satisfied in the supported modulation schemes.
  • the number of bits that can be transmitted in one symbol is generally different depending on each modulation scheme (there may be the same in some cases).
  • FIG. 35 is a diagram showing changes in the number of symbols and the number of slots necessary for two encoded blocks when a block code is used.
  • FIG. 35 shows a case where two streams s1 and s2 are transmitted as shown in the transmission apparatus in FIG. 3 and the transmission apparatus in FIG. 12, and the transmission apparatus has two encoders.
  • FIG. 6 is a diagram showing changes in the number of symbols and the number of slots required for one encoded block when a block code is used. (At this time, as a transmission method, either single carrier transmission or multicarrier transmission such as OFDM may be used.) As shown in FIG. 35, it is assumed that the number of bits constituting one encoded block in the block code is 6000 bits. In order to transmit 6000 bits, 3000 symbols are required when the modulation method is QPSK, 1500 symbols when 16 QAM, and 1000 symbols when 64 QAM.
  • 3 and 12 transmit two streams at the same time, and since there are two encoders, two streams transmit different code blocks. become. Therefore, when the modulation scheme is QPSK, two encoded blocks are transmitted in the same section by s1 and s2, and for example, the first encoded block is transmitted by s1, and the second block is transmitted by s2. Since two encoded blocks are transmitted, 3000 slots are required to transmit the first and second encoded blocks.
  • phase change values or phase change sets prepared for a method of changing the phase regularly in period 5
  • P [0], P [1], P [2], P [3 for the period 5 for the phase change unit of the transmission apparatus of FIG. ] shall be prepared.
  • P [0], P [1], P [2], P [3], and P [4] need only include at least two different phase change values (P [0] , P [1], P [2], P [3], P [4] may contain the same phase change value. (As shown in FIG.
  • phase change values may be prepared.
  • the five phase change values (or phase change sets) for cycle 5 are represented as P [0], P [1], P [2], P [3], and P [4].
  • the slot using the phase change value P [0] is 600 slots
  • the slot using the phase change value P [1] is 600 slots
  • the slot using the phase change value P [2] is 600 slots
  • the slot using the phase change value P [3] is 600 slots
  • the slot using [4] needs to be 600 slots. This is because, depending on the phase change value to be used, the reception quality of the data is greatly affected by the phase change value using a large number.
  • the slot using the phase change value P [0] is 600 times
  • the slot using the phase change value P [1] is 600 times
  • the phase change value P [2 ] Is 600 slots
  • the slot using the phase change value P [3] is 600 times
  • the slot using the phase change value P [4] is 600 times
  • the second In order to transmit the encoded block, the slot using the phase change value P [0] is 600 times, the slot using the phase change value P [1] is 600 times, and the slot using the phase change value P [2] Is 600 slots, the slot using the phase change value P [3] is 600 times, and the slot using the phase change value P [4] is 600 times.
  • the slot using the phase change value P [0] in the 1500 slot described above for transmitting the number of bits of 6000 ⁇ 2 bits constituting the two encoded blocks 300 slots, 300 slots using the phase change value P [1], 300 slots using the phase change value P [2], 300 slots using the phase change value P [3], phase
  • the slot using the change value P [4] needs to be 300 slots.
  • the slot using the phase change value P [0] is 300 times
  • the slot using the phase change value P [1] is 300 times
  • the phase change value P [2 ] Is 300 slots
  • the slot using the phase change value P [3] is 300 times
  • the slot using the phase change value P [4] is 300 times
  • the second code In order to transmit the block, the slot using the phase change value P [0] is 300 times, the slot using the phase change value P [1] is 300 times, and the slot using the phase change value P [2] is 300 slots, 300 slots using the phase change value P [3], and 300 slots using the phase change value P [4] may be used.
  • the number of slots that use the change value P [4] needs to be 200 slots.
  • the slot using the phase change value P [0] is 200 times
  • the slot using the phase change value P [1] is 200 times
  • the phase change value P [2 ] is 200 times
  • the second code In order to transmit the block, the slot using the phase change value P [0] is 200 times, the slot using the phase change value P [1] is 200 times, and the slot using the phase change value P [2] is It is preferable that there are 200 slots, the slot using the phase change value P [3] is 200 times, and the slot using the phase change value P [4] is 200 times.
  • the phase change values in the phase change method for switching the phase change values regularly in the period N are P [0], P [1], P [2],..., P [N-2], It shall be represented as P [N-1].
  • P [0], P [1], P [2], ..., P [N-2], P [N-1] consist of at least two different phase change values And (P [0], P [1], P [2], ..., P [N-2], P [N-1] may contain the same phase change value.)
  • the number of slots using the phase change value P [0] is K 0
  • the number of slots using the phase change value P [1] is K 1
  • the phase is changed
  • the number of times the phase change value P [0] is used when transmitting all the bits constituting the block after the first encoding is the number of times K 0,1 and the phase change value P [1] are used.
  • K 1, 1, and the number of times the phase change value P [i] is used as K i, 1 (i 0, 1, 2,..., N-1 (i is an integer from 0 to N-1) )
  • K N-1,1 ⁇ Condition # C20>
  • the number of times the phase change value P [0] is used when transmitting all the bits constituting the block after the second encoding is the number of times K 0,2 and the phase change value P [1] are used.
  • K 1,2 and the number of times the phase change value P [i] is used as K i, 2 (i 0, 1, 2,..., N-1 (i is an integer between 0 and N-1) )
  • K N-1,2 K N-1,2 , ⁇ Condition # C21>
  • ⁇ condition # C19> ⁇ condition#C20> ⁇ condition in the supported modulation schemes # C21> should be satisfied.
  • the number of bits that can be transmitted in one symbol is generally different depending on each modulation scheme (there may be the same in some cases).
  • the following conditions may be satisfied instead of ⁇ Condition # C19> ⁇ Condition#C20> ⁇ Condition#C21>.
  • N phase change values are required for the phase change method of period N.
  • P [0], P [1], P [2], ..., P [N-2], P] [N-1] are required for the phase change method of period N.
  • P [0], P [1], P [2], ..., P [N-2], P] [N-1] are required for the phase change method of period N.
  • P [0], P [1], P [2], ..., P [N-2], P] [N-1] are required for the phase change method of period N.
  • P [0], P [1], P [2], ..., P [N-2], P] [N-1] are required for the phase change method of period N.
  • P [0], P [1], P [2], ..., P [N-2], P] [N-1] are required for the phase change method of period N.
  • PN [N ⁇ 1] can be changed in phase by arranging symbols in the time axis and frequency-time axis blocks.
  • N phase change values (or phase change sets) are randomly used. It is not necessary to use N phase change values (or phase change sets) so as to have a periodic period, but satisfying the above-described conditions is necessary for obtaining high data reception quality in the receiving apparatus. , Become important.
  • the base station may be able to select one of the transmission methods from these modes.
  • the spatial multiplexing MIMO transmission scheme is a method of transmitting signals s1 and s2 mapped by a selected modulation scheme from different antennas as shown in Non-Patent Document 3, and the precoding matrix is fixed.
  • the MIMO transmission scheme is a scheme that performs only precoding (no phase change).
  • the space-time block coding method is a transmission method shown in Non-Patent Documents 9, 16, and 17.
  • the transmission of only one stream is a method of performing a predetermined process on the signal s1 mapped by the selected modulation method and transmitting the signal from the antenna.
  • a multi-carrier transmission scheme such as OFDM is used, a first carrier group composed of a plurality of carriers, a second carrier group different from the first carrier group composed of a plurality of carriers,...
  • multi-carrier transmission is realized with a plurality of carrier groups, and for each carrier group, a spatial multiplexing MIMO transmission scheme, a MIMO transmission scheme with a fixed precoding matrix, a space-time block coding scheme, and transmission of only one stream,
  • This method may be set to any one of the methods for changing the phase regularly.
  • this embodiment may be implemented for a (sub) carrier group for which the method for changing the phase regularly is selected.
  • phase change is performed on one precoded baseband signal
  • the phase change value of P [i] is “X radians”, FIG. 3, FIG. 4, FIG. 6, FIG. 25, FIG. 29, FIG. 51, and FIG. 53
  • e jX is multiplied by the baseband signal z2 ′ after precoding.
  • the phase change is performed on both precoded baseband signals, for example, when the phase change set of P [i] is “X radians” and “Y radians”, FIG. 26, FIG. 27, 28, 52, and 54, e jX is multiplied by the precoded baseband signal z2 ′, and e jY is multiplied by the precoded baseband signal z1 ′.
  • e jX is multiplied by the precoded baseband signal z2 ′
  • e jY is multiplied by the precoded baseband signal z1 ′.
  • FIG. 67 shows an example of the configuration of the transmission apparatus according to the present embodiment. Elements that operate in the same manner as in FIG. 3 are given the same reference numerals, and hereinafter the same as described in FIG. The description of the operation element portion is omitted. 67 is different from FIG. 3 in that a baseband signal switching unit 6702 is inserted immediately after the weighting synthesis unit. Therefore, hereinafter, the description will focus on the operation around the baseband signal switching unit 6702.
  • FIG. 21 shows the configuration of the weighting synthesis unit (308A, 308B).
  • a region surrounded by a dotted line is a weighting synthesis unit.
  • the baseband signal 307A is multiplied by w11 to generate w11 ⁇ s1 (t), and is multiplied by w21 to generate w21 ⁇ s1 (t).
  • the baseband signal 307B is multiplied by w12 to generate w12 ⁇ s2 (t), and is multiplied by w22 to generate w22 ⁇ s2 (t).
  • s1 (t) and s2 (t) are BPSK (Binary Phase Shift Keying), QPSK, 8PSK (8 Phase Shift Keying), 16 QAM, 32 QAM (32 Quadrature Amplitude). Modulation), 64QAM, 256QAM, 16APSK (16 Amplitude Phase Shift Keying) and other modulation system baseband signals.
  • both weighting combining sections perform weighting using a fixed precoding matrix.
  • the precoding matrix under the condition of the following expression (63) or expression (64), There is a method using formula (62).
  • ⁇ is not limited to the equations (63) and (64), and other values, for example, ⁇ may be 1, and ⁇ is 0. ( ⁇ may be a real number greater than or equal to 0, and ⁇ may be an imaginary number).
  • the precoding matrix is a
  • the precoding matrix is not limited to the equation (62),
  • any one of a, b, c, and d may be “zero”.
  • a is zero, b, c, d is not zero, (2) b is zero, a, c, d is not zero, (3) c is zero, a, b , D may be non-zero, (4) d may be zero, and a, b, c may be non-zero.
  • two values of a, b, c, and d may be zero.
  • a method in which (1) a and d are zero, b and c are not zero, and (2) b and c are zero and a and d are not zero is effective.
  • the precoding matrix to be used may be set and changed, and the precoding matrix may be used fixedly.
  • Baseband signal switching section 6702 receives weighted signal 309A and weighted signal 316B as inputs, performs baseband signal switching, and outputs a replaced baseband signal 6701A and a replaced baseband signal 6701B. . Details of the replacement of the baseband signal are as described with reference to FIG.
  • the replacement of the baseband signal according to the present embodiment is different from the signal for replacement of the baseband signal shown in FIG.
  • replacement of baseband signals according to the present embodiment will be described with reference to FIG.
  • the in-phase I component I p1 (i) and the quadrature Q component of the signal 309A (p1 (i)) after weighted synthesis are represented as Q p1 (i), and the signal 316B after weighted synthesis (p2 (i))
  • the in-phase I component I p2 (i) and the quadrature Q component are represented as Q p2 (i).
  • the in-phase I component I q1 (i) and the quadrature Q component of the baseband signal 6701A (q1 (i)) after replacement are represented as Q q1 (i), and the in-phase of the baseband signal 6701B (q2 (i)) after replacement.
  • the I component I q2 (i) and the orthogonal Q component are expressed as Q q2 (i). (Where i represents the order of time or frequency (carrier)) In the example of Fig. 67, i is time, but Fig. 67 is used when the OFDM method is used as shown in Fig. 12.
  • i When applied, i may be a frequency (carrier), which will be described later.
  • the baseband signal switching unit 6702 replaces baseband components, The in-phase component of the baseband signal q1 (i) after replacement is I p1 (i), the quadrature component is Q p2 (i), and the in-phase component of the baseband signal q2 (i) after replacement is I p2 (i), Let the orthogonal component be Q p1 (i) The modulated signal corresponding to the baseband signal q1 (i) after replacement is transmitted from the transmission antenna 1, and the modulation signal corresponding to the baseband signal q2 (i) after replacement is transmitted from the transmission antenna 2 at the same time.
  • the modulated signal corresponding to the replaced baseband signal q1 (i) and the replaced baseband signal q2 (i) are transmitted from different antennas using the same frequency at the same time. Also good. Also, The in-phase component of the baseband signal q1 (i) after replacement is I p1 (i), the orthogonal component is I p2 (i), and the in-phase component of the baseband signal q2 (i) after replacement is Q p1 (i), Let the orthogonal component be Q p2 (i) The in-phase component of the baseband signal q1 (i) after replacement is I p2 (i), the orthogonal component is I p1 (i), and the in-phase component of the baseband signal q2 (i) after replacement is Q p1 (i), Let the orthogonal component be Q p2 (i) The in-phase component of the baseband signal q1 (i) after replacement is I p1 (i), the orthogonal component is I p2 (i), the in-phase component
  • the in-phase component of the baseband signal q1 (i) after replacement is I p1 (i + v), the quadrature component is Q p2 (i + w), the in-phase component of the baseband signal q2 (i) after replacement is I p2 (i + w), Let the orthogonal component be Q p1 (i + v) The in-phase component of the baseband signal q1 (i) after replacement is I p1 (i + v), the quadrature component is I p2 (i + w), the in-phase component of the baseband signal q2 (i) after replacement is Q p1 (i + v), Let the orthogonal component be Q p2 (i + w) The in-phase component of the baseband signal q1 (i) after replacement is I p2 (i + w), the quadrature component is I p1 (i + v), the in-phase component of the baseband signal q2 (i) after replacement is Q p1 (i +
  • the in-phase I component I q1 (i) and the quadrature Q component of the baseband signal 6701A (q1 (i)) after replacement are represented as Q q1 (i), and the in-phase of the baseband signal 6701B (q2 (i)) after replacement.
  • the I component I q2 (i) and the orthogonal Q component are expressed as Q q2 (i).
  • FIG. 68 is a diagram for explaining the above description.
  • the in-phase I component I p1 (i) and the quadrature Q component of the signal 309A (p1 (i)) after weighted synthesis are expressed as Q p1.
  • This is expressed as (i)
  • the in-phase I component I p2 (i) and the quadrature Q component of the weighted signal 316B (p2 (i)) are expressed as Q p2 (i).
  • the in-phase I component I q1 (i) and the quadrature Q component of the baseband signal 6701A (q1 (i)) after replacement are represented as Q q1 (i)
  • the in-phase of the baseband signal 6701B (q2 (i)) after replacement are expressed as Q q2 (i).
  • the I component I q2 (i) and the orthogonal Q component are expressed as Q q2 (i).
  • the I component I q2 (i) and the orthogonal Q component are represented by Q q2 (i) as described above.
  • the modulated signal corresponding to the baseband signal 6701A (q1 (i)) after replacement is transmitted from the transmission antenna 312A, and the modulation signal corresponding to the baseband signal 6701B (q2 (i)) after replacement is transmitted from the transmission antenna 312B at the same time.
  • the modulated signal corresponding to the replaced baseband signal 6701A (q1 (i)) and the modulated signal corresponding to the replaced baseband signal 6701B (q2 (i)) are transmitted from different antennas, such as transmitting using the same frequency.
  • the same frequency is used for transmission at the same time.
  • the phase changing unit 317B receives the baseband signal 6701B after replacement and information 315 regarding the signal processing method as inputs, and regularly changes and outputs the phase of the baseband signal 6701B after signal replacement. To change regularly, the phase is changed according to a predetermined phase change pattern at a predetermined cycle (for example, every n symbols (n is an integer of 1 or more) or every predetermined time). .
  • a predetermined phase change pattern for example, every n symbols (n is an integer of 1 or more) or every predetermined time).
  • Radio section 310B receives signal 309B after the phase change, performs processing such as quadrature modulation, band limitation, frequency conversion, and amplification, and outputs transmission signal 311B. Transmission signal 311B is output as a radio wave from antenna 312B.
  • the 67 has been described in the case where there are a plurality of encoders as shown in FIG. 3. However, FIG. 67 is different from FIG. 67 in that it includes an encoder and a distributor as shown in FIG. Are used as input signals to the interleaver, and thereafter, the same operation as described above can be performed even when the configuration shown in FIG. 67 is followed.
  • FIG. 5 shows an example of a frame configuration on the time axis of the transmission apparatus according to this embodiment.
  • Symbol 500_1 is a symbol for notifying the receiving apparatus of the transmission method. For example, an error correction method used for transmitting a data symbol, information on its coding rate, and a modulation method used for transmitting a data symbol The information etc. is transmitted.
  • Symbol 501_1 is a symbol for estimating channel fluctuation of modulated signal z1 (t) ⁇ where t is time ⁇ transmitted by the transmission apparatus.
  • Symbol 502_1 is a data symbol transmitted by modulated signal z1 (t) to symbol number u (on the time axis), and symbol 503_1 is a data symbol transmitted by modulated signal z1 (t) to symbol number u + 1.
  • Symbol 501_2 is a symbol for estimating channel fluctuation of modulated signal z2 (t) ⁇ where t is time ⁇ transmitted by the transmission apparatus.
  • Symbol 502_2 is a data symbol transmitted from modulated signal z2 (t) to symbol number u
  • symbol 503_2 is a data symbol transmitted from modulated signal z2 (t) to symbol number u + 1.
  • symbols at the same time are transmitted from the transmission antenna using the same (common) frequency.
  • the channel fluctuation of each transmission antenna of the transmission device and each antenna of the reception device is set to h11 (t), h12 (t), h21 (t), and h22 (t), respectively, and reception received by the reception antenna 505 # 1 of the reception device.
  • the signal is r1 (t) and the received signal received by the receiving antenna 505 # 2 of the receiving device is r2 (t)
  • the following relational expression is established.
  • FIG. 69 is a diagram related to the weighting method (precoding method), baseband signal replacement and phase changing method in the present embodiment, and weighting synthesis section 600 includes weighting synthesis section 308A in FIG. It is a weighting synthesis unit that integrates both of 308B.
  • the stream s1 (t) and the stream s2 (t) correspond to the baseband signals 307A and 307B of FIG. 3, that is, the bases according to the mapping of modulation schemes such as QPSK, 16QAM, and 64QAM.
  • the in-phase I component and quadrature Q component of the band signal is shown in FIG. 69, the stream s1 (t) and the stream s2 (t) correspond to the baseband signals 307A and 307B of FIG. 3, that is, the bases according to the mapping of modulation schemes such as QPSK, 16QAM, and 64QAM.
  • the in-phase I component and quadrature Q component of the band signal are examples of modulation schemes.
  • the stream s1 (t) represents the signal with symbol number u as s1 (u), the signal with symbol number u + 1 as s1 (u + 1), and so on.
  • a signal with a symbol number u is represented as s2 (u)
  • a signal with a symbol number u + 1 is represented as s2 (u + 1), and so on.
  • the weighting synthesis unit 600 receives the baseband signals 307A (s1 (t)) and 307B (s2 (t)) and the information 315 related to the signal processing method in FIG. And outputs the signals 309A (p1 (t)) and 316B (p2 (t)) after weighted synthesis in FIG.
  • the precoding matrix F can be expressed by the following equation.
  • the relation between the in-phase I component I q2 (i) of 6701B (q2 (i)), the orthogonal Q component Q q2 (i), and p1 (t) and p2 (t) is as described above. If the phase change equation by the phase change unit is y (t), the baseband signal 309B (q2 ′ (i)) after the phase change can be expressed by the following equation (70).
  • y (t) is an expression for changing the phase according to a predetermined method.
  • the phase change expression at time u is expressed by, for example, Expression (71). be able to.
  • phase change equation at time u + 1 can be expressed by equation (72), for example.
  • phase change equation at time u + k can be expressed by equation (73).
  • the regular phase change examples shown in the equations (71) to (73) are merely examples.
  • the period of regular phase change is not limited to four. If the number of periods increases, there is a possibility that the reception performance (more precisely, error correction performance) of the receiving apparatus can be improved accordingly. It's likely that you should avoid small values such as.)
  • phase change examples shown in the above formulas (71) to (73) the configuration in which the phase is sequentially rotated by a predetermined phase (in the above formula, by ⁇ / 2) is shown.
  • the phase may be changed randomly.
  • the phase by which y (t) is multiplied in the order as shown in Expression (74) or Expression (75) may be changed according to a predetermined cycle.
  • What is important in the regular change of the phase is that the phase of the modulation signal is changed regularly, and the degree of the phase to be changed is made as uniform as possible, for example, from ⁇ radians to ⁇ radians.
  • the baseband signal replacement unit replaces the baseband signal described above to change the phase.
  • the unit changes the phase of the input signal while regularly changing the degree of change.
  • the reception quality may be greatly improved.
  • the special precoding matrix depends on the phase and amplitude components of the direct wave when received. Different.
  • there is a certain rule in the LOS environment If the phase of the transmission signal is regularly changed in accordance with this rule, the data reception quality is greatly improved.
  • the present invention proposes a signal processing method that improves the LOS environment.
  • FIG. 7 shows an example of the configuration of receiving apparatus 700 in the present embodiment.
  • Radio section 703_X receives reception signal 702_X received by antenna 701_X, performs processing such as frequency conversion and orthogonal demodulation, and outputs baseband signal 704_X.
  • Channel fluctuation estimation section 705_1 in modulated signal z1 transmitted by the transmission apparatus receives baseband signal 704_X, extracts channel estimation reference symbol 501_1 in FIG. 5, and obtains a value corresponding to h11 in equation (66).
  • the channel estimation signal 706_1 is output.
  • Channel fluctuation estimation section 705_2 in modulated signal z2 transmitted by the transmission device receives baseband signal 704_X, extracts channel estimation reference symbol 501_2 in FIG. 5, and obtains a value corresponding to h12 in equation (66).
  • the channel estimation signal 706_2 is output.
  • Radio section 703_Y receives reception signal 702_Y received by antenna 701_Y, performs processing such as frequency conversion and orthogonal demodulation, and outputs baseband signal 704_Y.
  • Channel fluctuation estimation section 707_1 in modulated signal z1 transmitted by the transmission apparatus receives baseband signal 704_Y as input, extracts channel estimation reference symbol 501_1 in FIG. 5, and obtains a value corresponding to h21 in equation (66).
  • the channel estimation signal 708_1 is output.
  • Channel fluctuation estimation section 707_2 in modulated signal z2 transmitted by the transmission apparatus receives baseband signal 704_Y, extracts channel estimation reference symbol 501_2 in FIG. 5, and obtains a value corresponding to h22 in equation (66).
  • the channel estimation signal 708_2 is output.
  • Control information decoding section 709 receives baseband signals 704_X and 704_Y, detects symbol 500_1 for notifying the transmission method of FIG. 5, and outputs a signal 710 related to the transmission method information notified by the transmission apparatus.
  • the signal processing unit 711 receives the baseband signals 704_X and 704_Y, the channel estimation signals 706_1, 706_2, 708_1, and 708_2, and the signal 710 related to the transmission method notified by the transmission apparatus, performs detection and decoding, and performs reception data 712_1 and 712_2 are output.
  • FIG. 8 shows an example of the configuration of the signal processing unit 711 in the present embodiment.
  • FIG. 8 mainly includes an INNER MIMO detection unit, a soft-in / soft-out decoder, and a coefficient generation unit.
  • the details of the iterative decoding method in this configuration are described in Non-Patent Document 2 and Non-Patent Document 3, but the MIMO transmission methods described in Non-Patent Document 2 and Non-Patent Document 3 are spatial multiplexing MIMO transmissions.
  • the transmission scheme in this embodiment is a scheme, it is a MIMO transmission scheme in which the phase of a signal is regularly changed with time, a precoding matrix is used, and a baseband signal is replaced.
  • the point is different from Non-Patent Document 2 and Non-Patent Document 3.
  • the (channel) matrix in equation (66) is H (t)
  • the precoding weight matrix in FIG. 69 is F (where the precoding matrix is a fixed one that is not changed in one received signal)
  • the coefficient generation unit 819 in FIG. 8 transmits a signal 818 related to information on the transmission method notified by the transmission apparatus (information for specifying a fixed precoding matrix and a phase change pattern when the phase is changed). (Corresponding to 710 in FIG. 7) is input, and a signal 820 relating to signal processing method information is output.
  • the INNER MIMO detection unit 803 receives a signal 820 related to information on the signal processing method, and uses this signal to perform iterative detection and decoding. The operation will be described.
  • the signal processing unit configured as shown in FIG. 8 needs to perform a processing method as shown in FIG. 10 in order to perform iterative decoding (iterative detection).
  • one codeword (or one frame) of the modulation signal (stream) s1 and one codeword (or one frame) of the modulation signal (stream) s2 are decoded.
  • one codeword (or one frame) of the modulated signal (stream) s1 and one codeword (or one frame) of the modulated signal (stream) s2 A log-likelihood ratio (LLR) is obtained.
  • detection and decoding are performed again using the LLR. This operation is performed a plurality of times (this operation is called iterative decoding (iterative detection)).
  • this operation is called iterative decoding (iterative detection)).
  • the description will focus on a method for creating a log likelihood ratio (LLR) of a symbol at a specific time in one frame.
  • the storage unit 815 has a baseband signal 801X (corresponding to the baseband signal 704_X in FIG. 7), a channel estimation signal group 802X (corresponding to the channel estimation signals 706_1 and 706_2 in FIG. 7), and a baseband.
  • the signal 801Y (corresponding to the baseband signal 704_Y in FIG. 7) and the channel estimation signal group 802Y (corresponding to the channel estimation signals 708_1 and 708_2 in FIG. 7) are input to realize iterative decoding (iterative detection).
  • the calculated matrix is stored as a modified channel signal group.
  • the storage unit 815 outputs the above signals as a baseband signal 816X, a modified channel estimation signal group 817X, a baseband signal 816Y, and a modified channel estimation signal group 817Y when necessary.
  • the INNER MIMO detection unit 803 receives the baseband signal 801X, the channel estimation signal group 802X, the baseband signal 801Y, and the channel estimation signal group 802Y.
  • the modulation scheme of the modulation signal (stream) s1 and the modulation signal (stream) s2 will be described as 16QAM.
  • the INNER MIMO detection unit 803 first obtains candidate signal points corresponding to the baseband signal 801X from the channel estimation signal group 802X and the channel estimation signal group 802Y. The state at that time is shown in FIG. In FIG. 11, ⁇ (black circle) is a candidate signal point on the IQ plane. Since the modulation method is 16QAM, there are 256 candidate signal points. (However, since FIG. 11 shows an image diagram, all 256 candidate signal points are not shown.) Here, 4 bits transmitted by the modulation signal s1 are b0, b1, b2, b3, and the modulation signal s2.
  • step b4 Assuming that the 4 bits transmitted in step b4 are b4, b5, b6, b7, there are candidate signal points corresponding to (b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7) in FIG. Then, the squared Euclidean distance between the reception signal point 1101 (corresponding to the baseband signal 801X) and each candidate signal point is obtained. Then, each square Euclidean distance is divided by the noise variance ⁇ 2 .
  • Each baseband signal and modulated signals s1 and s2 are complex signals.
  • candidate signal points corresponding to the baseband signal 801Y are obtained from the channel estimation signal group 802X and the channel estimation signal group 802Y, and the square Euclidean distance from the reception signal point (corresponding to the baseband signal 801Y) is obtained.
  • the square Euclidean distance is divided by the noise variance ⁇ 2 . Therefore, a value obtained by dividing the candidate signal point corresponding to (b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7) and the received signal point squared Euclidean distance by the variance of noise is represented by E Y (b0, b1, b2 , B3, b4, b5, b6, b7).
  • E X (b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7) + E Y (b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7) E (b0, b1, b2, b3) , B4, b5, b6, b7).
  • the INNER MIMO detection unit 803 outputs E (b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7) as a signal 804.
  • Log likelihood calculation section 805A receives signal 804, calculates the log likelihood of bits b0 and b1, and b2 and b3, and outputs log likelihood signal 806A. However, in the calculation of the log likelihood, the log likelihood when “1” and the log likelihood when “0” are calculated.
  • the calculation method is as shown in Expression (28), Expression (29), and Expression (30), and details are shown in Non-Patent Document 2 and Non-Patent Document 3.
  • log likelihood calculation section 805B receives signal 804 as input, calculates log likelihood of bits b4 and b5 and b6 and b7, and outputs log likelihood signal 806B.
  • the deinterleaver (807A) receives the log likelihood signal 806A, performs deinterleaving corresponding to the interleaver (interleaver (304A) in FIG. 67), and outputs a log likelihood signal 808A after deinterleaving.
  • the deinterleaver (807B) receives the log likelihood signal 806B, performs deinterleaving corresponding to the interleaver (interleaver (304B in FIG. 67)), and outputs a log likelihood signal 808B after deinterleaving.
  • Log-likelihood ratio calculation section 809A receives log-likelihood signal 808A after deinterleaving, and calculates the log-likelihood ratio (LLR: Log-Likelihood Ratio) of bits encoded by encoder 302A in FIG.
  • LLR Log-Likelihood Ratio
  • log-likelihood ratio calculation section 809B receives log-likelihood signal 808B after deinterleaving and inputs the log-likelihood ratio (LLR: Log-Likelihood Ratio) of bits encoded by encoder 302B in FIG. ) And a log likelihood ratio signal 810B is output.
  • the soft-in / soft-out decoder 811A receives the log likelihood ratio signal 810A, performs decoding, and outputs a log likelihood ratio 812A after decoding.
  • Soft-in / soft-out decoder 811B receives log-likelihood ratio signal 810B as input, performs decoding, and outputs decoded log-likelihood ratio 812B.
  • the interleaver (813A) receives the log-likelihood ratio 812A after decoding obtained in the (k-1) th soft-in / soft-out decoding, performs interleaving, and outputs a log-likelihood ratio 814A after interleaving.
  • the interleaving pattern of the interleaver (813A) is the same as the interleaving pattern of the interleaver (304A) of FIG.
  • the interleaver (813B) receives the log likelihood ratio 812B after decoding obtained in the (k-1) th soft-in / soft-out decoding, performs interleaving, and outputs the log likelihood ratio 814B after interleaving. .
  • the interleaving pattern of the interleaver (813B) is the same as the interleaving pattern of the interleaver (304B) of FIG.
  • the INNER MIMO detection unit 803 inputs a baseband signal 816X, a modified channel estimation signal group 817X, a baseband signal 816Y, a modified channel estimation signal group 817Y, an interleaved log likelihood ratio 814A, and an interleaved log likelihood ratio 814B. And Here, not the baseband signal 801X, the channel estimation signal group 802X, the baseband signal 801Y, and the channel estimation signal group 802Y, but the baseband signal 816X, the modified channel estimation signal group 817X, the baseband signal 816Y, and the modified channel estimation signal group 817Y. Is used because of a delay time due to iterative decoding.
  • the difference between the operation at the time of iterative decoding of the INNER MIMO detection unit 803 and the operation at the time of initial detection is that the log likelihood ratio 814A after interleaving and the log likelihood ratio 814B after interleaving are used in signal processing. It is.
  • the INNER MIMO detection unit 803 first obtains E (b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7) as in the initial detection.
  • coefficients corresponding to Equation (11) and Equation (32) are obtained from the log likelihood ratio 814A after interleaving and the log likelihood ratio 914B after interleaving.
  • E (b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7) is corrected using the obtained coefficient, and the value is changed to E ′ (b0, b1, b2, b3, b4, b5). , B6, b7) and output as a signal 804.
  • Log likelihood calculation section 805A receives signal 804, calculates the log likelihood of bits b0 and b1, and b2 and b3, and outputs log likelihood signal 806A. However, in the calculation of the log likelihood, the log likelihood when “1” and the log likelihood when “0” are calculated.
  • the calculation method is as shown in Expression (31), Expression (Expression 32), Expression (33), Expression (34), and Expression (35), and is shown in Non-Patent Document 2 and Non-Patent Document 3. Yes.
  • log likelihood calculation section 805B receives signal 804 as input, calculates log likelihood of bits b4 and b5 and b6 and b7, and outputs log likelihood signal 806B.
  • the operation after the deinterleaver is the same as the initial detection.
  • FIG. 8 shows the configuration of the signal processing unit in the case of performing iterative detection. However, iterative detection is not necessarily an essential configuration for obtaining good reception quality, and is a component required only for iterative detection.
  • the interleaver 813A or 813B may be omitted. At this time, the INNER MIMO detection unit 803 does not perform repetitive detection.
  • FIG. 9 shows a configuration of a signal processing unit different from that in FIG. 8, and is a signal processing unit for a modulated signal transmitted from a transmission apparatus to which the encoder and distribution unit of FIG. 8 differs from FIG. 8 in the number of soft-in / soft-out decoders.
  • the soft-in / soft-out decoder 901 receives log likelihood ratio signals 810A and 810B as inputs, performs decoding, and performs decoding.
  • a log likelihood ratio 902 is output.
  • Distribution section 903 receives log likelihood ratio 902 after decoding as input, and performs distribution. Other parts are the same as those in FIG.
  • the transmission apparatus of the MIMO transmission system transmits a plurality of modulated signals from a plurality of antennas as in the present embodiment
  • the precoding matrix is multiplied and the phase is changed with time.
  • the operation of the receiving apparatus is described with the number of antennas being limited, but it can be similarly implemented even when the number of antennas is increased. That is, the number of antennas in the receiving apparatus does not affect the operation and effect of the present embodiment.
  • the coding is not limited to the LDPC code, and the decoding method is not limited to the example of the sum-product decoding as the soft-in / soft-out decoder.
  • the decoding method is not limited to the example of the sum-product decoding as the soft-in / soft-out decoder.
  • There are other soft-in / soft-out decoding methods for example, BCJR algorithm, SOVA algorithm, Max-log-MAP algorithm, and the like. Details are described in Non-Patent Document 6.
  • the single carrier method has been described as an example.
  • the present invention is not limited to this, and the same can be implemented even when multicarrier transmission is performed. Therefore, for example, the case of using the spread spectrum communication system, the OFDM system, the SC-FDMA, the SC-OFDM system, the wavelet OFDM system shown in Non-Patent Document 7, etc. can be similarly implemented.
  • symbols other than data symbols for example, pilot symbols (preamble, unique word, etc.), control information transmission symbols, and the like may be arranged in any manner.
  • FIG. 70 shows the configuration of a transmission apparatus when the OFDM method is used. 70 that operate in the same manner as in FIGS. 3, 12, and 67 are given the same reference numerals.
  • the OFDM scheme-related processing unit 1201A receives the weighted signal 309A, performs OFDM scheme-related processing, and outputs a transmission signal 1202A.
  • the OFDM scheme-related processing unit 1201B receives the signal 309B after the phase change and outputs a transmission signal 1202B.
  • FIG. 13 shows an example of the configuration after the OFDM scheme-related processing units 1201A and 1201B in FIG. 70.
  • the portions related to 1201A to 312A in FIG. Are 1301B to 1310B.
  • the serial / parallel converter 1302A performs serial / parallel conversion on the baseband signal 1301A after replacement (corresponding to the baseband signal 6701A after replacement in FIG. 70), and outputs a parallel signal 1303A.
  • Rearranger 1304A receives parallel signal 1303A as input, performs rearrangement, and outputs rearranged signal 1305A.
  • the rearrangement will be described in detail later.
  • the inverse fast Fourier transform unit 1306A receives the rearranged signal 1305A, performs inverse fast Fourier transform, and outputs a signal 1307A after the inverse Fourier transform.
  • Radio section 1308A receives signal 1307A after inverse Fourier transform as input, performs processing such as frequency conversion and amplification, outputs modulated signal 1309A, and modulated signal 1309A is output from antenna 1310A as a radio wave.
  • the serial / parallel converter 1302B performs serial / parallel conversion on the signal 1301B whose phase has been changed (corresponding to the signal 309B after the phase change in FIG. 12), and outputs a parallel signal 1303B.
  • Rearranger 1304B receives parallel signal 1303B as input, performs rearrangement, and outputs rearranged signal 1305B. The rearrangement will be described in detail later.
  • the inverse fast Fourier transform unit 1306B receives the rearranged signal 1305B, performs an inverse fast Fourier transform, and outputs a signal 1307B after the inverse Fourier transform.
  • Radio section 1308B receives signal 1307B after inverse Fourier transform as input, performs processing such as frequency conversion and amplification, outputs modulated signal 1309B, and modulated signal 1309B is output as a radio wave from antenna 1310B.
  • the phase 67 is not a transmission system using multicarriers, and therefore, the phase is changed so as to be four periods as shown in FIG. 69, and the symbols after the phase change are arranged in the time axis direction.
  • a multi-carrier transmission scheme such as the OFDM scheme as shown in FIG. 70 is used, naturally, as shown in FIG.
  • a method of arranging using the frequency axis direction or both the frequency axis and the time axis is conceivable. Hereinafter, this point will be described.
  • FIG. 14 shows an example of the symbol rearrangement method in the rearrangement units 1301A and 1301B in FIG. 13 at the horizontal axis frequency and the vertical axis time, and the frequency axis ranges from (sub) carrier 0 to (sub) carrier 9.
  • the modulation signals z1 and z2 use the same frequency band at the same time (time), and
  • FIG. 14A shows a symbol rearrangement method of the modulation signal z1, and
  • FIG. Indicates a rearrangement method of symbols of the modulation signal z2. Numbers such as # 0, # 1, # 2, # 3,... Are sequentially assigned to the symbols of the baseband signal 1301A after replacement which are input to the serial / parallel conversion unit 1302A.
  • # 0, # 1, # 2, and # 3 are equivalent to one period.
  • # 4n, # 4n + 1, # 4n + 2, # 4n + 3 (n is an integer of 0 or more) is one cycle.
  • symbols # 0, # 1, # 2, # 3,... are arranged in order from carrier 0, and symbols # 0 to # 9 are arranged at time $ 1. Thereafter, symbols # 10 to # 19 are regularly arranged such that they are arranged at time $ 2.
  • the modulation signals z1 and z2 are complex signals.
  • # 0, # 1, # 2, # 3,... are sequentially assigned to the symbols of the signal 1301B after the phase input to the serial / parallel conversion unit 1302B is changed.
  • # 0, # 1, # 2, and # 3 are changed in different phases, and # 0, # 1, # 2, and # 3 are equal. This is the period.
  • # 4n, # 4n + 1, # 4n + 2, and # 4n + 3 are changed in phase, and # 4n, # 4n + 1, # 4n + 2, and # 4n + 3 are one. This is the period.
  • a symbol group 1402 shown in FIG. 14B is a symbol for one cycle when the phase changing method shown in FIG. 69 is used, and symbol # 0 is a symbol when using the phase at time u in FIG.
  • symbol # 1 is a symbol when the phase at time u + 1 in FIG. 69 is used
  • symbol # 2 is a symbol when the phase at time u + 2 in FIG. 69 is used
  • symbol # 3 is the symbol in FIG.
  • symbol #x when x mod 4 (the remainder when x is divided by 4, and therefore mod: modulo) is 0, symbol #x is a symbol when the phase at time u in FIG. 69 is used. Yes, when x mod 4 is 1, symbol #x is a symbol when the phase at time u + 1 in FIG. 69 is used, and when x mod 4 is 2, symbol #x has the phase at time u + 2 in FIG. When x mod 4 is 3, symbol #x is a symbol when the phase at time u + 3 in FIG. 69 is used.
  • the phase of modulated signal z1 shown in FIG. 14A is not changed.
  • symbols can be arranged in the frequency axis direction.
  • the way of arranging symbols is not limited to the arrangement as shown in FIG. Another example will be described with reference to FIGS. 15 and 16.
  • FIG. 15 shows an example of the symbol rearrangement method in the rearrangement units 1301A and 1301B in FIG. 13 at the horizontal axis frequency and the vertical axis time different from FIG. 14, and FIG. 15A shows the modulation signal z1.
  • FIG. 15B shows a symbol rearrangement method of the modulation signal z2.
  • 15A and 15B is different from FIG. 14 in that the symbol rearrangement method of the modulation signal z1 and the symbol rearrangement method of the modulation signal z2 are different.
  • FIG. 0 to # 5 are allocated from carrier 4 to carrier 9
  • symbols # 6 to # 9 are allocated to carriers 0 to 3
  • symbols # 10 to # 19 are allocated to each carrier according to the same rule.
  • the symbol group 1502 shown in FIG. 15B is a symbol for one period when the phase changing method shown in FIG. 6 is used.
  • FIG. 16 shows an example of a symbol rearrangement method in the rearrangement units 1301A and 1301B in FIG. 13 at a horizontal frequency and vertical axis time different from FIG. 14, and FIG. 16 (A) shows the modulation signal z1.
  • FIGS. 16A and 16B differ from FIG. 14 in that symbols are arranged in order on the carrier in FIG. 14, whereas symbols are not arranged in order on the carrier in FIG. Is a point.
  • the rearrangement method of the symbols of the modulation signal z1 and the rearrangement method of the modulation signal z2 may be different.
  • FIG. 17 shows an example of a symbol rearrangement method in rearrangement units 1301A and 1301B in FIG. 13 at a horizontal axis frequency and a vertical axis time different from those in FIGS. 14 to 16, and FIG.
  • the symbol rearrangement method for the signal z1 and FIG. 17B shows the symbol rearrangement method for the modulation signal z2.
  • symbols are arranged in the frequency axis direction, but in FIG. 17, symbols are arranged using both the frequency and time axes.
  • a symbol group 1702 shown in FIG. 17 is a symbol for one period when using the phase changing method (thus, eight symbols), symbol # 0 is a symbol when using the phase at time u, and symbol # 0 1 is a symbol when using the phase at time u + 1, symbol # 2 is a symbol when using the phase at time u + 2, and symbol # 3 is a symbol when using the phase at time u + 3.
  • # 4 is a symbol when using the phase at time u + 4
  • symbol # 5 is a symbol when using the phase at time u + 5
  • symbol # 6 is a symbol when using the phase at time u + 6
  • Symbol # 7 is a symbol when the phase at time u + 7 is used.
  • symbol #x when x mod 8 is 0, symbol #x is a symbol when the phase at time u is used, and when x mod 8 is 1, symbol #x uses the phase at time u + 1
  • symbol #x is a symbol when the phase at time u + 2 is used, and when x mod 8 is 3, symbol #x uses the phase at time u + 3
  • symbol #x is a symbol when the phase at time u + 4 is used, and when x mod 8 is 5, symbol #x uses the phase at time u + 5
  • symbol #x is a symbol when the phase at time u + 6 is used, and symbol when x mod 8 is 7 x is a symbol when using the phase of the time u + 7.
  • the number of symbols per minute is m ⁇ n symbols (that is, there are m ⁇ n types of phases to be multiplied) n slots in the frequency axis direction (number of carriers) used to arrange symbols for one period, the time axis If the slot used in the direction is m, m> n is preferable. This is because the phase of the direct wave is more gradual in fluctuation in the time axis direction than in the frequency axis direction.
  • FIG. 18 shows an example of the symbol rearrangement method in the rearrangement units 1301A and 1301B in FIG. 13 at the horizontal axis frequency and the vertical axis time different from FIG. 17, and FIG. 18 (A) shows the modulation signal z1.
  • FIG. 18B shows a symbol rearrangement method of the modulation signal z2.
  • symbols are arranged using both the frequency and the time axis as in FIG. 17, but the difference from FIG. 17 is that in FIG. 17, the frequency direction is prioritized, and then the time axis direction.
  • the time axis direction is prioritized, and then symbols are arranged in the time axis direction.
  • a symbol group 1802 is a symbol for one period when the phase changing method is used.
  • FIGS. 17 and 18 similarly to FIG. 15, even if the symbol arrangement method of the modulation signal z ⁇ b> 1 and the symbol arrangement method of the modulation signal z ⁇ b> 2 are different, the implementation can be similarly performed. An effect that reception quality can be obtained can be obtained. Further, in FIGS. 17 and 18, even if symbols are not sequentially arranged as in FIG. 16, it can be implemented in the same manner, and an effect that high reception quality can be obtained can be obtained. it can.
  • FIG. 22 shows an example of the symbol rearrangement method in the rearrangement units 1301A and 130B in FIG. 13 at the horizontal axis frequency and the vertical axis time different from the above.
  • the phase at times u to u + 3 in FIG. 69 is changed.
  • the phase change using the phase at the time u in the # 1, the phase change using the phase at the time u + 1, in # 2, the phase change using the phase at the time u + 2, and in the # 3 at the time u + 3 It is assumed that the phase is changed using the phase.
  • the phase change using the phase at time u is used for the symbol # 4
  • the phase change using the phase at time u + 1 is used for the symbol # 5
  • the phase at time u + 2 is used for # 6.
  • # 7 the phase change using the phase at time u + 3 is performed.
  • phase change as described above was performed for the symbol at time $ 1, since the cyclic shift is performed in the time axis direction, the phase change is performed as follows for the symbol groups 2201, 2202, 2203, and 2204. Will do.
  • the phase change using the phase of the time u is used for the symbol # 0
  • the phase change using the phase of the time u + 1 is used for the # 9
  • the phase change using the phase of the time u + 2 is used for the # 18.
  • the phase is changed using the phase at time u + 3.
  • the phase change using the phase of the time u is used for the symbol # 28
  • the phase change using the phase of the time u + 1 is used for the # 1
  • the phase change using the phase of the time u + 2 is used for the # 10
  • the phase is changed using the phase at time u + 3.
  • the phase change using the phase at time u is performed for the symbol # 20
  • the phase change using the phase at time u + 1 is performed at # 29
  • the phase change using the phase at time u + 2 is performed at # 2.
  • the phase change using the phase at time u + 3 is performed.
  • the phase change using the phase of the time u is used for the symbol # 12
  • the phase change using the phase of the time u + 1 is used for the symbol # 21
  • the phase change using the phase of the time u + 2 is used for the # 30.
  • the phase change using the phase at time u + 3 is performed.
  • the feature in FIG. 22 is that, for example, when attention is paid to the symbol # 11, both the adjacent symbols (# 10 and # 12) in the frequency axis direction at the same time change the phase using a phase different from # 11.
  • both the symbols (# 2 and # 20) adjacent to each other in the time axis direction of the same carrier of the symbol # 11 are changed in phase using a phase different from # 11.
  • the above-mentioned characteristics are realized by providing the characteristic of cyclically shifting the symbol arrangement order.
  • the phase changing unit 317A receives the replaced baseband signal 6701A (q1 (i)), and the phase changing unit 317B receives the replaced baseband signal 6701B (q2 (i)). It will be.
  • FIG. 31 shows an example of a frame configuration of a part of symbols of a signal on the time-frequency axis when a multicarrier scheme such as the OFDM scheme is used in a transmission scheme that regularly changes the phase.
  • FIG. 31 shows a frame configuration of the modulated signal z2 ′ corresponding to the baseband signal after replacement, which is an input of the phase changing unit 317B shown in FIG. 67, and one square is a symbol (however, precoding is performed). Therefore, it is normal that both signals of s1 and s2 are included, but depending on the configuration of the precoding matrix, there may be only one signal of s1 and s2.
  • carrier 2 the channel state of the most adjacent symbol in time $ 2, that is, the symbol 3103 at time $ 1 and the symbol 3101 at time $ 3 of carrier 2 is the carrier state of symbol 610a at carrier 2 and time $ 2. It is highly correlated with channel conditions.
  • each channel state of the symbols 3101, 3102, 3103, and 3104 has a very high correlation with the channel state of the symbol 3100.
  • N types of phases are prepared as phases to be multiplied in a transmission method that regularly changes phases.
  • e j0 is added to the symbol shown in FIG. 31. This is because the signal z2 ′ in FIG. 6 in this symbol is multiplied by “e j0 ” to change the phase.
  • a high data reception quality is obtained on the receiving apparatus side by utilizing the high correlation between the channel states of symbols adjacent in the frequency axis direction and / or symbols adjacent in the time axis direction. Disclose the symbol arrangement of the symbols whose phase has been changed. Conditions # D1-1 and # D1-2 are conceivable as conditions for obtaining high data reception quality on the receiving side. ⁇ Condition # D1-1> As shown in FIG. 69, when a multi-carrier transmission scheme such as OFDM is used in a transmission method in which the phase is regularly changed with respect to the baseband signal q2 after replacement, time X and carrier Y are used for data transmission.
  • time X and carrier Y are used for data transmission. If the symbols adjacent to each other in the frequency axis direction, ie, time X ⁇ carrier Y ⁇ 1 and time X ⁇ carrier Y + 1 are both data symbols, these three data
  • the baseband signal q2 after replacement corresponding to the symbol that is, the baseband signal q2 after replacement at time X ⁇ carrier Y, time X ⁇ carrier Y-1 and time X ⁇ carrier Y + 1, all have different phase changes. Is done.
  • ⁇ Condition # D1-1> there should be a data symbol that satisfies ⁇ condition # D1-2>.
  • symbol A There is a certain symbol (hereinafter referred to as symbol A) in the transmission signal, and the channel state of each symbol temporally adjacent to the symbol A is highly correlated with the channel state of symbol A as described above.
  • symbol A has poor reception quality in the LOS environment (although high reception quality is obtained as an SNR, the phase relationship of direct waves is poor). It is very likely that good reception quality can be obtained with the two symbols adjacent to the remaining symbol A even if the reception quality is poor because of this situation, and as a result, after error correction decoding. Can obtain good reception quality.
  • symbol A there is a symbol (hereinafter referred to as symbol A) in the transmission signal, and the channel state of each symbol adjacent to the symbol A in frequency is highly correlated with the channel state of symbol A as described above. . Therefore, if different phases are used for three symbols that are adjacent in terms of frequency, symbol A has poor reception quality in the LOS environment (although it has high reception quality as an SNR, the direct wave phase relationship is poor). It is very likely that good reception quality can be obtained with the two symbols adjacent to the remaining symbol A even if the reception quality is poor because of this situation, and as a result, after error correction decoding. Can obtain good reception quality.
  • ⁇ Condition # D1-1> and ⁇ Condition # D1-2> may further improve the data reception quality in the receiving apparatus. Therefore, the following conditions can be derived.
  • ⁇ Condition # D1-3> As shown in FIG. 69, when a multi-carrier transmission scheme such as OFDM is used in a transmission method in which the phase is regularly changed with respect to the baseband signal q2 after replacement, time X and carrier Y are used for data transmission. Symbols (hereinafter referred to as data symbols), and adjacent symbols in the time axis direction, that is, time X ⁇ 1 ⁇ carrier Y and time X + 1 ⁇ carrier Y are both data symbols, and in the frequency axis direction.
  • the time X ⁇ carrier Y ⁇ 1 and the time X ⁇ carrier Y + 1 are both data symbols
  • the baseband signal q2 after replacement corresponding to these five data symbols ie, the time X ⁇ Carrier Y and time X-1 Carrier Y and time X + 1 Carrier Y and time X Carrier Y-1
  • the baseband signal q2 after each replacement in beauty time X ⁇ carrier Y + 1, either a different phase changes are made.
  • phase change will be defined from 0 radians to 2 ⁇ radians.
  • the phase change applied to the baseband signal q2 after replacement shown in FIG. 69 is changed to e j ⁇ X, Y.
  • ⁇ X, Y ⁇ ⁇ X, Y ⁇ 1 and ⁇ X, Y ⁇ ⁇ X, Y + 1 and ⁇ X, Y ⁇ 1 ⁇ ⁇ X ⁇ 1, Y + 1 are In ⁇ Condition # D1-3>, ⁇ X, Y ⁇ ⁇ X ⁇ 1, Y and ⁇ X, Y ⁇ ⁇ X + 1, Y and ⁇ X, Y ⁇ ⁇ X, Y ⁇ 1 and ⁇ X, Y ⁇ ⁇ X, Y + 1 and ⁇ X-1, Y ⁇ ⁇ X + 1, Y and ⁇ X-1, Y ⁇ ⁇ X, Y-1 and ⁇ X-1, Y ⁇ ⁇ X, Y + 1 and ⁇ X + 1, Y ⁇ ⁇ X, Y ⁇ ⁇ X, Y + 1 and ⁇ X + 1, Y ⁇ ⁇ X, Y ⁇ 1 and ⁇ X
  • FIG. 31 shows an example of ⁇ Condition # D1-3>.
  • FIG. 32 An example of symbol arrangement obtained by changing the phase under this condition is shown in FIG. 32, in any data symbol, the degree of the phase changed with respect to the symbols whose phases are adjacent in both the frequency axis direction and the time axis direction is different from each other. ing. By doing in this way, the error correction capability in the receiving apparatus can be further improved.
  • phase change is performed on the two baseband signals q2 after replacement described above (see FIG. 68)
  • a phase change is given to both the baseband signal q1 after replacement and the baseband signal q2 after replacement, there are several methods for phase change. This will be described in detail.
  • the phase change of the baseband signal q2 after replacement is performed as shown in FIG. 32 as described above.
  • the phase change of the baseband signal q2 after replacement is set to a period 10.
  • the (sub) carrier 1 is replaced with a baseband after replacement.
  • the phase change applied to the signal q2 is changed with time. (In FIG. 32, such a change is made, but the period 10 may be used and another phase change method may be used.)
  • the phase change of the baseband signal q1 after replacement is as shown in FIG.
  • the value for changing the phase for one period of period 10 is constant.
  • the value of the phase change of the baseband signal q1 after replacement is ej0 , and the next (replacement)
  • the value of the phase change of the baseband signal q1 after the replacement is e j ⁇ / 9 , and so on.
  • the symbol “e j0 ” is attached to the symbol illustrated in FIG. 33, and this is obtained by multiplying the signal q1 in FIG. 26 in this symbol by “e j0 ” and the phase. Means changed.
  • the phase change of the baseband signal q1 after the replacement is performed by changing the phase of the baseband signal q2 after the precoding after changing the phase, with the value of the phase change for one period of 10 being constant. The value is changed together with the number for one cycle. (As described above, in FIG. 33, e j0 is set for the first period, and e j ⁇ / 9 ,...
  • the phase change of the baseband signal q2 after replacement is the cycle 10, but both the phase change of the baseband signal q1 after replacement and the phase change of the baseband signal q2 after replacement are considered.
  • the effect that the period can be made larger than 10 can be obtained. As a result, there is a possibility that the reception quality of the data of the receiving apparatus is improved.
  • the phase change of the baseband signal q2 after replacement is performed as shown in FIG. 32 as described above.
  • the phase change of the baseband signal q2 after replacement is set to a period 10.
  • the (sub) carrier 1 is replaced with a baseband after replacement.
  • the phase change applied to the signal q2 is changed with time. (In FIG. 32, such a change is made, but the period 10 may be used and another phase change method may be used.)
  • the phase change of the baseband signal q1 after replacement is as shown in FIG.
  • the phase change of the baseband signal q ⁇ b> 2 after replacement is performed in a period 3 different from the period 10.
  • the symbol “e j0 ” is attached to the symbol illustrated in FIG. 30, and this is obtained by multiplying the baseband signal q 1 after replacement in this symbol by “e j0 ”. It means that the phase has been changed.
  • the phase change of the baseband signal q2 after replacement is the cycle 10, but both the phase change of the baseband signal q1 after replacement and the phase change of the baseband signal q2 after replacement are considered.
  • the cycle is 30, and it is possible to obtain an effect that the cycle when the phase change of the baseband signal q1 after replacement and the phase change of the baseband signal q2 after replacement are taken into consideration can be made larger than 10. it can.
  • phase change is performed in the frequency axis direction, phase change is performed in the time axis direction, and phase change is performed in the time-frequency block.
  • a pilot symbol SP (Scattered Pilot)
  • a symbol for transmitting control information or the like may be inserted between data symbols. The phase change in this case will be described in detail.
  • FIG. 47 shows a frame configuration on the time-frequency axis of the modulation signal (baseband signal q1 after replacement) z1 or z1 ′ and the modulation signal (baseband signal q2 after replacement) z2 ′.
  • 4701 indicates a pilot symbol and 4702 indicates a data symbol
  • the data symbol 4702 is a baseband signal after replacement or a symbol subjected to phase change with the baseband signal after replacement.
  • FIG. 47 shows a symbol arrangement in the case where the phase is changed with respect to the baseband signal q2 after replacement as shown in FIG. 69 (the phase change is not performed on the baseband signal q1 after replacement).
  • FIG. 69 shows the case where the phase change is performed in the time axis direction, but in FIG. 69, by replacing the time t with the carrier f, this corresponds to performing the phase change in the frequency direction.
  • time t time t and frequency f
  • the base after replacement in FIG. the numerical values set forth in a symbol of the band signals q 2 shows a phase change value.
  • the symbol of the baseband signal q1 (z1) after the replacement in FIG. 47 does not change the phase, and thus no numerical value is described.
  • phase change for the baseband signal q2 after replacement is performed on the data symbols, that is, the symbols subjected to precoding and baseband signal replacement. (Here, it is described as a symbol, but the symbol described here includes both the s1 symbol and the s2 symbol because it has been pre-coded). , Z2 ′ is not subjected to phase change.
  • FIG. 48 shows a frame configuration on the time-frequency axis of the modulation signal (baseband signal q1 after replacement) z1 or z1 ′ and the modulation signal (baseband signal q2 after replacement) z2 ′.
  • 4701 indicates a pilot symbol
  • 4702 indicates a data symbol
  • the data symbol 4702 is a symbol subjected to precoding and phase change.
  • FIG. 48 shows the symbol arrangement when the phase is changed for the baseband signal q1 after replacement and the baseband signal q2 after replacement. Therefore, the numerical values described in the symbols of the baseband signal q1 after replacement and the baseband signal q2 after replacement in FIG. 48 indicate phase change values.
  • the important point in FIG. 48 is that the phase change for the baseband signal q1 after replacement is performed on data symbols, that is, symbols that have been subjected to precoding and baseband signal replacement.
  • the phase change with respect to the band signal q2 is performed on data symbols, that is, symbols on which precoding and baseband signals have been replaced. (Here, it is described as a symbol, but the symbol described here includes both the s1 symbol and the s2 symbol because it has been pre-coded).
  • Z1 ′ is not subjected to phase change
  • pilot symbols inserted into z2 ′ is not subjected to phase change.
  • FIG. 49 shows a frame configuration on the time-frequency axis of the modulation signal (baseband signal q1 after replacement) z1 or z1 ′ and the modulation signal (baseband signal q2 after replacement) z2 ′.
  • the modulation signal z2 ′ is a null symbol in the time and carrier in which the pilot symbol is inserted in the modulation signal z1 ′, and vice versa.
  • the modulation signal z1 ′ is a null symbol in the time and carrier in which the pilot symbol is inserted in the modulation signal z2 ′.
  • FIG. 49 shows a symbol arrangement in the case where the phase is changed with respect to the baseband signal q2 after replacement as shown in FIG. 69 (the phase change is not performed on the baseband signal q1 after replacement).
  • FIG. 69 the case where the phase is changed in the time axis direction is shown, but in FIG. 6, considering that the time t is replaced with the carrier f, this corresponds to performing the phase change in the frequency direction. 49.
  • time t time t and frequency f
  • (t) is replaced with (t, f)
  • this corresponds to changing the phase with a block of time frequency.
  • phase change with respect to the baseband signal q2 after replacement is performed on the data symbol, that is, the symbol subjected to precoding and baseband signal replacement. (Here, it is described as a symbol, but the symbol described here includes both the s1 symbol and the s2 symbol because it has been pre-coded). , Z2 ′ is not subjected to phase change.
  • FIG. 50 shows a frame configuration on the time-frequency axis of the modulation signal (baseband signal q1 after replacement) z1 or z1 ′ and the modulation signal (baseband signal q2 after replacement) z2 ′.
  • the difference between FIG. 50 and FIG. 48 is a method of constructing symbols other than data symbols.
  • the modulation signal z2 ′ is a null symbol in the time and carrier in which the pilot symbol is inserted in the modulation signal z1 ′, and vice versa.
  • the modulation signal z1 ′ is a null symbol in the time and carrier in which the pilot symbol is inserted in the modulation signal z2 ′.
  • FIG. 50 shows the symbol arrangement when the phase is changed for the baseband signal q1 after replacement and the baseband signal q2 after replacement. Therefore, the numerical values described in the symbols of the baseband signal q1 after replacement and the baseband signal q2 after replacement in FIG. 50 indicate phase change values.
  • the important point in FIG. 50 is that the phase change for the baseband signal q1 after replacement is performed on the data symbols, that is, the symbols subjected to precoding and baseband signal replacement, and the baseband after replacement.
  • the phase change with respect to the signal q2 is performed on data symbols, that is, on symbols subjected to precoding and baseband signal replacement.
  • Z1 ′ is not subjected to phase change
  • pilot symbols inserted into z2 ′ is not subjected to phase change.
  • FIG. 51 shows an example of the configuration of a transmission apparatus that generates and transmits the modulation signal having the frame configuration of FIGS. 47 and 49, and the components that operate in the same way as in FIG. 4 are given the same reference numerals. . 51 does not illustrate the baseband signal switching unit illustrated in FIG. 67 or 70, but in contrast to FIG. 51, the baseband signal switching unit is provided between the weighting synthesis unit and the phase change unit, as in FIG. 67 and FIG. A band signal switching unit may be inserted.
  • weighting combining sections 308A and 308B, phase changing section 317B, and baseband signal exchanging section operate only when the frame configuration signal 313 indicates a timing that is a data symbol.
  • pilot symbol (which also serves as null symbol generation) generation unit 5101 indicates that base frame signal 5102A of the pilot symbol is used when frame configuration signal 313 indicates that it is a pilot symbol (and null symbol), and 5102B is output.
  • the control information symbol 5104 includes control information 5103,
  • the frame configuration signal 313 is input and indicates that the frame configuration signal 313 is a control information symbol
  • baseband signals 5102A and 5102B of the control information symbol are output.
  • FIG. 52 shows an example of the configuration of a transmitting apparatus that generates and transmits the modulation signal having the frame configuration shown in FIGS. 48 and 50. Components that operate in the same manner as FIGS. 4 and 51 are denoted by the same reference numerals. is doing.
  • the phase changing unit 317A added to FIG. 51 operates only when the frame configuration signal 313 indicates a timing that is a data symbol. The other operations are the same as those in FIG. 52 does not show the baseband signal switching unit shown in FIG. 67 or 70, but in contrast to FIG. 52, the baseband signal switching unit is located between the weighting synthesis unit and the phase change unit, as in FIGS. A band signal switching unit may be inserted.
  • FIG. 53 is a configuration method of a transmission apparatus different from that in FIG. 53 does not illustrate the baseband signal switching unit illustrated in FIG. 67 or 70, but in contrast to FIG. 53, the baseband signal switching unit is provided between the weighting synthesis unit and the phase change unit, as in FIGS. A band signal switching unit may be inserted.
  • the phase changing unit 317B receives a plurality of baseband signals as shown in FIG. If frame configuration signal 313 indicates that it is a data symbol, phase changing section 317B changes the phase of baseband signal 316B after precoding.
  • phase changing section 317B stops the operation of changing the phase, and the baseband signal of each symbol Is output as is. (For interpretation, it may be considered that the phase rotation corresponding to “e j0 ” is forcibly performed.)
  • the selection unit 5301 receives a plurality of baseband signals, selects a baseband signal of a symbol indicated by the frame configuration signal 313, and outputs it.
  • FIG. 54 shows a configuration method of a transmission apparatus different from that in FIG. 54 does not illustrate the baseband signal switching unit illustrated in FIG. 67 or 70, but in contrast to FIG. 54, the baseband signal switching unit is provided between the weighting synthesis unit and the phase change unit, as in FIG. 67 and FIG. A band signal switching unit may be inserted.
  • the phase changing unit 317B receives a plurality of baseband signals as shown in FIG. If frame configuration signal 313 indicates that it is a data symbol, phase changing section 317B changes the phase of baseband signal 316B after precoding.
  • phase changing section 317B stops the operation of changing the phase, and the baseband signal of each symbol Is output as is. (For interpretation, it may be considered that the phase rotation corresponding to “e j0 ” is forcibly performed.)
  • the phase changing unit 5201 receives a plurality of baseband signals as shown in FIG. If frame configuration signal 313 indicates that it is a data symbol, phase changing section 5201 changes the phase of baseband signal 309A after precoding.
  • phase changing section 5201 stops the phase changing operation, and the baseband signal of each symbol.
  • phase rotation corresponding to “e j0 ” is forcibly performed.
  • pilot symbols, control symbols, and data symbols have been described as examples.
  • the present invention is not limited to this, and a transmission method different from precoding, for example, transmission using one antenna transmission and a space-time block code.
  • the symbol is transmitted using a scheme, etc., it is important not to change the phase, and conversely, for a symbol subjected to precoding and baseband signal replacement, Performing the phase change is important in the present invention.
  • Non-Patent Document 12 to Non-Patent Document 15 a QC (Quasi Cyclic) LDPC (Low-Density Prity-Check) code (which may be an LDPC code that is not a QC-LDPC code)
  • a QC (Quasi Cyclic) LDPC (Low-Density Prity-Check) code which may be an LDPC code that is not a QC-LDPC code
  • a method for regularly changing the phase when using a block code such as a concatenated code of LDPC code and BCH code (Bose-Chaudhuri-Hocquenghem code), a turbo code using tail biting, or a Duo-Binary Turbo Code explain in detail.
  • the number of bits constituting the block after coding is the number of bits constituting the block code (however, Control information etc. as described may be included.)
  • control information or the like for example, CRC (cyclic redundancy check), transmission parameters, etc.
  • the number of bits constituting the block after encoding is the block code. It may be the sum of the number of bits and the number of bits such as control information.
  • FIG. 34 is a diagram showing changes in the number of symbols and the number of slots necessary for one encoded block when a block code is used.
  • FIG. 34 applies, for example, the encoder and distribution unit shown in FIG. 4 to the transmission apparatuses in FIGS. 69 and 70, transmits two streams s1 and s2, and the transmission apparatus has one transmission apparatus.
  • FIG. 11 is a diagram showing a change in the number of symbols and the number of slots necessary for one post-encoding block when a block code is used when the encoder is included. (At this time, as a transmission method, either single carrier transmission or multicarrier transmission such as OFDM may be used.) As shown in FIG. 34, it is assumed that the number of bits constituting one encoded block in the block code is 6000 bits. In order to transmit 6000 bits, 3000 symbols are required when the modulation method is QPSK, 1500 symbols when 16 QAM, and 1000 symbols when 64 QAM.
  • the above-described transmitting apparatus transmits two streams simultaneously, when the modulation scheme is QPSK, the above-described 3000 symbols are allocated 1500 symbols to s1 and 1500 symbols to s2, so s1 1500 slots (herein referred to as “slots”) are required to transmit 1500 symbols transmitted in step S1 and 1500 symbols transmitted in step s2.
  • the base after the replacement is prepared.
  • phase change is performed on both the band signal q1 and the baseband signal q2 after replacement, two phase change values are required for one slot, and these two phase change values are referred to as a phase change set. Therefore, in this case, in order to perform the phase change of cycle 5, it is sufficient to prepare five phase change sets).
  • These five phase change values are PHASE [0], PHASE [1] , PHASE [2], PHASE [3], and PHASE [4].
  • the slot using phase PHASE [0] is 300 slots
  • phase PHASE [ Slots using 1] are 300 slots
  • slots using phase PHASE [2] are 300 slots
  • slots using phase PHASE [3] are 300 slots
  • slots using phase PHASE [4] are 300 slots.
  • the modulation method is 16QAM
  • the number of slots using phase PHASE [0] is 150 slots, 150 slots using phase PHASE [1], 150 slots using phase PHASE [2], 150 slots using phase PHASE [3], 150 slots using phase PHASE [4] Must be a slot.
  • the slot using the phase PHASE [0] is 100 slots, 100 slots using phase PHASE [1], 100 slots using phase PHASE [2], 100 slots using phase PHASE [3], and 100 slots using phase PHASE [4] Must be a slot.
  • ⁇ Condition # D1-4> should be satisfied in the supported modulation schemes. become. However, when a plurality of modulation schemes are supported, the number of bits that can be transmitted in one symbol is generally different depending on each modulation scheme (there may be the same in some cases). In some cases, there may be a modulation scheme that cannot satisfy ⁇ Condition # D1-4>. In this case, the following conditions should be satisfied instead of ⁇ Condition # D1-4>.
  • FIG. 35 is a diagram showing changes in the number of symbols and the number of slots necessary for two encoded blocks when a block code is used.
  • FIG. 35 shows a case where two streams s1 and s2 are transmitted as shown in the transmission apparatus of FIG. 67 and the transmission apparatus of FIG. 70, and the transmission apparatus has two encoders.
  • FIG. 6 is a diagram showing changes in the number of symbols and the number of slots required for one encoded block when a block code is used. (At this time, as a transmission method, either single carrier transmission or multicarrier transmission such as OFDM may be used.) As shown in FIG. 35, it is assumed that the number of bits constituting one encoded block in the block code is 6000 bits. In order to transmit 6000 bits, 3000 symbols are required when the modulation method is QPSK, 1500 symbols when 16 QAM, and 1000 symbols when 64 QAM.
  • 67 and 70 in FIG. 67 transmit two streams at the same time, and since there are two encoders, two streams transmit different code blocks. become. Therefore, when the modulation scheme is QPSK, two encoded blocks are transmitted in the same section by s1 and s2, and for example, the first encoded block is transmitted by s1, and the second block is transmitted by s2. Since two encoded blocks are transmitted, 3000 slots are required to transmit the first and second encoded blocks.
  • phase change values or phase change sets prepared for the method of changing the phase regularly is 5. That is, it is assumed that five phase change values (or phase change sets) are prepared for the phase change unit of the transmission device of FIG. 67 and the transmission device of FIG. (As shown in FIG. 69, when the phase change is performed only on the baseband signal q2 after replacement, five phase change values may be prepared in order to change the phase of cycle 5. Also, the base after the replacement is prepared. If to both band signals q 1 and replaced after the baseband signal q2 perform the phase change is called for one slot, changing the two phase values are needed.
  • phase change sets are designated as PHASE [0], PHASE [1 ], PHASE [2], PHASE [3], PHASE [4].
  • the slot using the phase PHASE [0] is 600 slots
  • Slots that use PHASE [1] are 600 slots
  • slots that use phase PHASE [2] are 600 slots
  • slots that use phase PHASE [3] are 600 slots
  • slots that use phase PHASE [4] are 600 slots Need to be. This is because, depending on the phase to be used, the influence of the phase using a large number is large, and the reception quality of data depending on this influence is obtained in the receiving apparatus.
  • the slot using phase PHASE [0] is 600 times
  • the slot using phase PHASE [1] is 600 times
  • the slot using phase PHASE [2] is 600 times
  • the slot using phase PHASE [3] must be 600 times
  • the slot using phase PHASE [4] must be 600 times
  • the phase PHASE Slots that use [0] are 600 times
  • slots that use phase PHASE [1] are 600 times
  • slots that use phase PHASE [2] are 600 times
  • slots that use phase PHASE [3] are 600 times
  • the slot using phase PHASE [4] should be 600 times.
  • the slot using phase PHASE [0] is 300 times
  • the slot using phase PHASE [1] is 300 times
  • the slot using phase PHASE [2] is It is necessary that the slot using the phase PHASE [3] is 300 times
  • the slot using the phase PHASE [4] is 300 times
  • the phase PHASE is transmitted in order to transmit the second coding block.
  • Slots that use [0] are 300 times
  • slots that use phase PHASE [1] are 300 times
  • slots that use phase PHASE [2] are 300 times
  • slots that use phase PHASE [3] are 300 times
  • the number of slots using the phase PHASE [4] is 300 times.
  • the slot using phase PHASE [0] is 200 times
  • the slot using phase PHASE [1] is 200 times
  • the slot using phase PHASE [2] is 200 times
  • the slot using the phase PHASE [3] needs to be 200 times
  • the slot using the phase PHASE [4] needs to be 200 times
  • the phase PHASE is transmitted in order to transmit the second coding block.
  • Slots that use [0] are 200 times
  • slots that use phase PHASE [1] are 200 times
  • slots that use phase PHASE [2] are 200 times
  • slots that use phase PHASE [3] are 200 times
  • the number of slots using phase PHASE [4] may be 200.
  • K 0,2 K 0,2
  • K 1, 2 K 1, 2.
  • ⁇ condition # D1-6> ⁇ condition# D1- 7> ⁇ Condition#D1-8> should be satisfied.
  • the number of bits that can be transmitted in one symbol is generally different depending on each modulation scheme (there may be the same in some cases).
  • the following conditions should be satisfied.
  • N phase change values are required for the phase change method of period N.
  • PHASE [0], PHASE [1], PHASE [2], ..., PHASE [N-2], PHASE [N-1] are used as N phase change values (or phase change sets).
  • N phase change values (or phase change sets) PHASE [0], PHASE [1], PHASE [2], ..., PHASE [N-2],
  • the phase can also be changed by placing symbols in the time axis and frequency-time axis blocks in PHASE [N-1].
  • N phase change values or phase change sets
  • N phase change values or phase change sets
  • the base station may be able to select one of the transmission methods from these modes.
  • the spatial multiplexing MIMO transmission scheme is a method of transmitting signals s1 and s2 mapped by a selected modulation scheme from different antennas as shown in Non-Patent Document 3, and the precoding matrix is fixed.
  • the MIMO transmission scheme is a scheme that performs only precoding (no phase change).
  • the space-time block coding method is a transmission method shown in Non-Patent Documents 9, 16, and 17.
  • the transmission of only one stream is a method of performing a predetermined process on the signal s1 mapped by the selected modulation method and transmitting the signal from the antenna.
  • a multi-carrier transmission scheme such as OFDM is used, a first carrier group composed of a plurality of carriers, a second carrier group different from the first carrier group composed of a plurality of carriers,...
  • multi-carrier transmission is realized with a plurality of carrier groups, and for each carrier group, a spatial multiplexing MIMO transmission scheme, a MIMO transmission scheme with a fixed precoding matrix, a space-time block coding scheme, and transmission of only one stream,
  • the method may be set to any one of the methods for changing the phase regularly.
  • the (sub) carrier group for which the method for changing the phase regularly is selected may be implemented.
  • the transmitter described in this embodiment which performs precoding, baseband signal replacement, and phase change, and the contents described in this specification can be used in combination, and in particular in this embodiment. It is possible to combine and use the contents related to all the phase changes described in this specification for the phase change unit described.
  • Embodiment D2 In the present embodiment, in the case of the transmission apparatus of FIG. 4, when the transmission apparatus of FIG. 4 is compatible with a multicarrier scheme such as the OFDM scheme, the transmission apparatus of FIGS. A description will be given of an initialization method for phase change in a case where the phase change is regularly performed as described in this specification when one encoder and a distribution unit are applied.
  • Non-Patent Document 12 to Non-Patent Document 15 QC (Quasi Cyclic) LDPC (Low-Density Prity-Check) code (not QC-LDPC code, LDPC code may be used), LDPC code And a BCH code (Bose-Chaudhuri-Hocquenghem code) concatenated code, a turbo code using tail biting, or a block code such as Duo-Binary Turbo Code is considered.
  • QC-LDPC code Low-Density Prity-Check
  • the number of bits constituting the block after coding is the number of bits constituting the block code (however, Control information etc. as described may be included.)
  • control information or the like for example, CRC (cyclic redundancy check), transmission parameter, etc.
  • the number of bits constituting the block after encoding is the block code. It may be the sum of the number of bits and the number of bits such as control information.
  • FIG. 34 is a diagram showing changes in the number of symbols and the number of slots necessary for one encoded block when a block code is used.
  • FIG. 34 shows, for example, a case where two streams s1 and s2 are transmitted to the above-described transmission apparatus, and the transmission apparatus has one encoder.
  • FIG. 7 is a diagram showing changes in the number of symbols and the number of slots necessary for one encoded block. (At this time, as a transmission method, either single carrier transmission or multicarrier transmission such as OFDM may be used.)
  • the number of bits constituting one encoded block in the block code is 6000 bits. In order to transmit 6000 bits, 3000 symbols are required when the modulation method is QPSK, 1500 symbols when 16 QAM, and 1000 symbols when 64 QAM.
  • the above-described transmitting apparatus transmits two streams simultaneously, when the modulation scheme is QPSK, the above-described 3000 symbols are allocated 1500 symbols to s1 and 1500 symbols to s2, so s1 1500 slots (herein referred to as “slots”) are required to transmit 1500 symbols transmitted in step S1 and 1500 symbols transmitted in step s2.
  • FIG. 71A shows a frame configuration on the time and frequency axes of the modulated signal z1 ′ or z1 (transmitted by the antenna 312A).
  • FIG. 71 (b) shows a frame configuration on the time and frequency axes of the modulated signal z2 (transmitted by the antenna 312B).
  • the frequency (band) used by the modulation signal z1 ′ or z1 and the frequency (band) used by the modulation signal z2 are the same, and the modulation signal z1 ′ or z1 and the modulation signal at the same time. z2 exists.
  • the transmitting apparatus transmits a preamble (control symbol) in the section A, and is a symbol for transmitting control information to the communication partner. It is assumed that modulation scheme information for transmitting two encoded blocks is included.
  • the transmission apparatus transmits the first encoded block in the section B.
  • the transmission apparatus transmits the second encoded block in section C.
  • the transmission apparatus transmits a preamble (control symbol) in section D, and is a symbol for transmitting control information to a communication partner.
  • a preamble control symbol
  • the transmission apparatus transmits the third encoded block in the section E.
  • the transmission apparatus transmits the fourth encoded block in section F.
  • the transmitting apparatus transmits a preamble (control symbol) in section A, and is a symbol for transmitting control information to the communication partner. It is assumed that modulation scheme information for transmitting two encoded blocks is included.
  • the transmission apparatus transmits the first encoded block in the section B.
  • the transmission apparatus transmits the second encoded block in section C.
  • the transmission apparatus transmits a preamble (control symbol) in section D, and is a symbol for transmitting control information to a communication partner.
  • a preamble control symbol
  • the transmission apparatus transmits the third encoded block in the section E.
  • the transmission apparatus transmits the fourth encoded block in section F.
  • FIG. 72 shows the number of slots used when 16QAM is used as the modulation scheme in the case of transmitting a coding block as shown in FIG. 34, particularly in the first coding block. 750 slots are required to transmit. Similarly, in the second encoded block, the number of slots used when QPSK is used as the modulation scheme is shown, and 1500 slots are required to transmit the second encoded block.
  • FIG. 73 shows the number of slots used when transmitting a coded block as shown in FIG. 34, particularly in the third coded block, when QPSK is used as the modulation scheme. 1,500 slots are required to transmit. Then, as described in this specification, the modulation signal z1, that is, the modulation signal transmitted by the antenna 312A, is not subjected to phase change, and the modulation signal z2, that is, the modulation signal transmitted by the antenna 312B is not changed. Let us consider the case where the phase is changed. At this time, FIGS. 72 and 73 show a method of changing the phase.
  • phase change values are prepared, and the seven phase change values are named # 0, # 1, # 2, # 3, # 4, # 5, and # 6.
  • the phase change is used regularly and periodically. That is, the phase change values are # 0, # 1, # 2, # 3, # 4, # 5, # 6, # 0, # 1, # 2, # 3, # 4, # 5, # 6, #
  • the change is made regularly and periodically, such as 0, # 1, # 2, # 3, # 4, # 5, # 6,.
  • phase change value used to transmit the first slot of each coding block is fixed. Accordingly, as shown in FIG. 72, the phase change value used to transmit the first slot of the second encoded block is the same as the phase change value used to transmit the first slot of the first encoded block. Similarly, it is # 0.
  • the phase change value used to transmit the first slot of the third coded block is not set to # 3, but the first of the first and second coded blocks. Similar to the phase change value used for transmitting the slot, it is assumed to be # 0.
  • the method of initializing the phase change value for each coding block that is, the method of fixing the phase change value used for the first slot of any coding block as # 0 has been described.
  • it can be performed in units of frames.
  • the phase change value used in the first slot may be fixed to # 0.
  • the precoding matrix used by the weighting synthesis unit for precoding is expressed as a complex number, but the precoding matrix can also be expressed as a real number.
  • two mapped baseband signals are s1 (i) and s2 (i) (where i is time or frequency), and two precodings obtained for precoding are used.
  • the baseband signals after coding are z1 (i) and z2 (i).
  • the baseband signal after mapping (of the modulation scheme used) is the in-phase component of s1 (i) as I s1 (i), the quadrature component as Q s1 (i), and the base after mapping (of the modulation scheme used)
  • the in-phase component of the band signal s2 (i) is I s2 (i)
  • the quadrature component is Q s2 (i)
  • the baseband signal after precoding is the in-phase component of z1 (i), I z1 (i)
  • I z2 (i) an in-phase component of a baseband signal after precoding z2 (i)
  • the quadrature component configured in real H r
  • the following relational expression is established.
  • the precoding matrix H r which is composed of a real number is represented as shown below.
  • a 11, a 12, a 13, a 14, a 21, a 22, a 23, a 24, a 31, a 32, a 33, a 34, a 41, a 42, a 43, a 44 Is a real number.
  • Non-Patent Document 12 to Non-Patent Document 15 QC (Quasi-Cyclic) LDPC (Low-Density-Parity-Check) code (not QC-LDPC code, LDPC code may be used), LDPC code And a BCH code (Bose-Chaudhuri-Hocquenghem code) concatenated code, a turbo code using tail biting, or a block code such as Duo-Binary Turbo Code is considered.
  • QC-Cyclic Low-Density-Parity-Check
  • BCH code Bose-Chaudhuri-Hocquenghem code
  • turbo code using tail biting or a block code such as Duo-Binary Turbo Code
  • the number of bits constituting the block after coding is the number of bits constituting the block code (however, Control information etc. as described may be included.)
  • control information or the like for example, CRC (Cyclic Redundancy Check), transmission parameter, etc.
  • the number of bits constituting the block after encoding is the block code. It may be the sum of the number of bits and the number of bits such as control information.
  • FIG. 34 is a diagram showing changes in the number of symbols and the number of slots necessary for one encoded block when a block code is used.
  • FIG. 34 shows, for example, a case where two streams s1 and s2 are transmitted to the above-described transmission apparatus, and the transmission apparatus has one encoder.
  • FIG. 7 is a diagram showing changes in the number of symbols and the number of slots necessary for one encoded block. (At this time, as a transmission method, either single carrier transmission or multicarrier transmission such as OFDM may be used.)
  • the number of bits constituting one encoded block in the block code is 6000 bits. In order to transmit 6000 bits, 3000 symbols are required when the modulation method is QPSK, 1500 symbols when 16 QAM, and 1000 symbols when 64 QAM.
  • the above-described transmitting apparatus transmits two streams simultaneously, when the modulation scheme is QPSK, the above-described 3000 symbols are allocated 1500 symbols to s1 and 1500 symbols to s2, so s1 1500 slots (herein referred to as “slots”) are required to transmit 1500 symbols transmitted in step S1 and 1500 symbols transmitted in step s2.
  • FIG. 71A shows a frame configuration on the time and frequency axes of the modulated signal z1 ′ or z1 (transmitted by the antenna 312A).
  • FIG. 71 (b) shows a frame configuration on the time and frequency axes of the modulated signal z2 (transmitted by the antenna 312B).
  • the frequency (band) used by the modulation signal z1 ′ or z1 and the frequency (band) used by the modulation signal z2 are the same, and the modulation signal z1 ′ or z1 and the modulation signal at the same time. z2 exists.
  • the transmitting apparatus transmits a preamble (control symbol) in the section A, and is a symbol for transmitting control information to the communication partner. It is assumed that modulation scheme information for transmitting two encoded blocks is included.
  • the transmission apparatus transmits the first encoded block in the section B.
  • the transmission apparatus transmits the second encoded block in section C.
  • the transmission apparatus transmits a preamble (control symbol) in section D, and is a symbol for transmitting control information to a communication partner.
  • a preamble control symbol
  • the transmission apparatus transmits the third encoded block in the section E.
  • the transmission apparatus transmits the fourth encoded block in section F.
  • the transmitting apparatus transmits a preamble (control symbol) in section A, and is a symbol for transmitting control information to the communication partner. It is assumed that modulation scheme information for transmitting two encoded blocks is included.
  • the transmission apparatus transmits the first encoded block in the section B.
  • the transmission apparatus transmits the second encoded block in section C.
  • the transmission apparatus transmits a preamble (control symbol) in section D, and is a symbol for transmitting control information to a communication partner.
  • a preamble control symbol
  • the transmission apparatus transmits the third encoded block in the section E.
  • the transmission apparatus transmits the fourth encoded block in section F.
  • FIG. 72 shows the number of slots used when 16QAM is used as the modulation scheme in the case of transmitting a coding block as shown in FIG. 34, particularly in the first coding block. 750 slots are required to transmit. Similarly, in the second encoded block, the number of slots used when QPSK is used as the modulation scheme is shown, and 1500 slots are required to transmit the second encoded block.
  • FIG. 73 shows the number of slots used when transmitting a coded block as shown in FIG. 34, particularly in the third coded block, when QPSK is used as the modulation scheme. 1,500 slots are required to transmit. Then, as described in this specification, the modulation signal z1, that is, the modulation signal transmitted by the antenna 312A, is not subjected to phase change, and the modulation signal z2, that is, the modulation signal transmitted by the antenna 312B is not changed. Let us consider the case where the phase is changed. At this time, FIGS. 72 and 73 show a method of changing the phase.
  • phase change values are prepared, and the seven phase change values are named # 0, # 1, # 2, # 3, # 4, # 5, and # 6.
  • the phase change is used regularly and periodically. That is, the phase change values are # 0, # 1, # 2, # 3, # 4, # 5, # 6, # 0, # 1, # 2, # 3, # 4, # 5, # 6, #
  • the change is made regularly and periodically, such as 0, # 1, # 2, # 3, # 4, # 5, # 6,.
  • the above-mentioned terminal monitors how the first encoded block is transmitted, that is, monitors the pattern of the phase change value in the transmission of the last slot of the first encoded block, Estimating a phase change value to use for the first slot of the second encoded block;
  • the transmission apparatus transmits information on the phase change value used in the first slot of the second encoded block. The method can be considered. In the case of (a), since the terminal needs to monitor the transmission of the first encoded block, the power consumption increases, and in the case of (b), the data transmission efficiency decreases.
  • phase change value used to transmit the first slot of each coding block is fixed. Accordingly, as shown in FIG. 72, the phase change value used to transmit the first slot of the second encoded block is the same as the phase change value used to transmit the first slot of the first encoded block. Similarly, it is # 0.
  • the phase change value used to transmit the first slot of the third coded block is not set to # 3, but the first of the first and second coded blocks. Similar to the phase change value used for transmitting the slot, it is assumed to be # 0.
  • the method of initializing the phase change value for each coding block that is, the method of fixing the phase change value used for the first slot of any coding block as # 0 has been described.
  • it can be performed in units of frames.
  • the phase change value used in the first slot may be fixed to # 0.
  • the first encoded block becomes the first encoded block
  • the first encoded block becomes the third encoded block.
  • the block is an encoding block and is described above with reference to FIGS. 72 and 73
  • the above-described example is “the phase change value used in the first slot is fixed (with # 0) in units of frames”. ing.
  • FIG. 74 shows an outline of a frame configuration of a signal transmitted by a broadcasting station in the DVB-T2 standard.
  • the OFDM method since the OFDM method is used, a frame is formed on the time-frequency axis.
  • FIG. 74 shows a frame structure on the time-frequency axis.
  • the frame includes P1 Signaling data (7401), L1 Pre-Signalling data (7402), L1 Post-Signalling data (7403), Common PLP (7404), PLP # 1 to #N (7405_1 to 7405_N) (PLP: Physical Layer Pipe).
  • L1 Pre-Signalling data (7402) and L1 Post-Signalling data (7403) are referred to as P2 symbols.
  • PLP # 1 to #N 7405_1 to 7405_N
  • P1 Signaling data (7401) is a symbol for the receiver to perform signal detection and frequency synchronization (including frequency offset estimation), and at the same time, FFT (Fast Fourier Transform) size information in the frame, SISO (Single-Input) Information on whether to transmit the modulation signal is transmitted in either a single-output (MISO) / multi-input single-output (MISO) system.
  • FFT Fast Fourier Transform
  • SISO Single-Input
  • L1 Pre-Signalling data (7402) is used to transmit guard interval information used in a transmission frame, information on a signal processing method performed to reduce PAPR (Peak to Average Power Ratio), and L1 Post-Signalling data.
  • Modulation method error correction method (FEC: Forward Error Correction), coding rate information of error correction method, L1 Post-Signalling data size and information size information, pilot pattern information, cell (frequency domain) unique number Information, information indicating which mode of normal mode and extended mode (the number of subcarriers used for data transmission differs between normal mode and extended mode) is used, and the like are transmitted.
  • FEC Forward Error Correction
  • coding rate information of error correction method L1 Post-Signalling data size and information size information, pilot pattern information, cell (frequency domain) unique number Information, information indicating which mode of normal mode and extended mode (the number of subcarriers used for data transmission differs between normal mode and extended mode) is used, and the like are transmitted.
  • FEC Forward Error Correction
  • L1 Post-Signalling data size and information size information pilot pattern information
  • cell (frequency domain) unique number Information information indicating which mode of normal mode and extended mode (the number of subcarriers used for data transmission differs between normal mode and extended mode) is used
  • L1 Post-Signalling data (7403)
  • the coding rate information, the number of blocks transmitted by each PLP, and the like are transmitted.
  • Common PLP (7404) and PLP # 1 to #N are areas for transmitting data.
  • P1 Signaling data (7401), L1 Pre-Signalling data (7402), L1 Post-Signalling data (7403), Common PLP (7404), and PLP # 1 to #N (7405_1 to 6105_N) are Although it is described as being transmitted in time division, in reality, there are two or more types of signals at the same time. An example is shown in FIG. As shown in FIG. 75, L1 Pre-Signalling data, L1 Post-Signalling data, and Common PLP may exist at the same time, or PLP # 1 and PLP # 2 may exist at the same time. . That is, each signal uses a time division and a frequency division together to form a frame.
  • FIG. 76 shows a transmission apparatus in which a transmission method for changing the phase of a signal after precoding (or after precoding and baseband signal replacement) is applied to a transmission apparatus of the DVB-T2 standard (for example, a broadcasting station).
  • a PLP signal generation unit 7602 receives PLP transmission data 7601 (data for a plurality of PLPs) and a control signal 7609 and receives information on error correction coding of each PLP included in the control signal 7609, information on modulation schemes, and the like. Based on the information, error correction coding and mapping based on the modulation method are performed, and a PLP (orthogonal) baseband signal 7603 is output.
  • P2 symbol signal generation section 7605 receives P2 symbol transmission data 7604 and control signal 7609 as input, and performs error correction coding based on information such as P2 symbol error correction information and modulation scheme information contained in control signal 7609. Then, mapping based on the modulation method is performed, and a (quadrature) baseband signal 7606 of P2 symbols is output.
  • the control signal generation unit 7608 receives the transmission data 7607 for P1 symbol and the transmission data 7604 for P2 symbol as input, and each symbol group in FIG. 74 (P1 Signaling data (7401), L1 Pre-Signalling data (7402), L1 Post).
  • -Signaling data (7403), Common PLP (7404), PLP # 1 to #N (7405_1 to 7405_N)) transmission method (error correction code, coding rate of error correction code, modulation method, block length, frame configuration, Information on the selected transmission method including a transmission method that regularly switches the precoding matrix, pilot symbol insertion method, information on PAPR reduction method such as IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) / FFT information, information on guard interval insertion method) Is output as a control signal 7609.
  • IFFT Inverse Fast Fourier Transform
  • FFT Fast Fourier Transform
  • guard interval insertion method information on guard interval insertion method
  • a frame configuration unit 7610 receives a PLP baseband signal 7603, a P2 symbol baseband signal 7606, and a control signal 7609, and performs rearrangement in frequency and time axis based on the frame configuration information included in the control signal.
  • the stream 1 (orthogonal) baseband signal 7611_1 the signal after mapping, that is, the baseband signal based on the modulation scheme used
  • the stream 2 (orthogonal) baseband signal 7611_2 the signal after mapping
  • the signal processing unit 7612 receives the baseband signal 7611_1 of the stream 1, the baseband signal 7611_2 of the stream 2, and the control signal 7609, and the modulated signal 1 after signal processing based on the transmission method included in the control signal 7609 (7613_1) And modulated signal 2 (7613_2) after signal processing is output.
  • a characteristic point here is that when a transmission method for changing the phase of a signal after precoding (or after precoding and baseband signal replacement) is selected as a transmission method, the signal processing unit Similar to FIGS. 25, 26, 27, 28, 29, and 69, the signal after precoding (or after precoding and baseband signal replacement) is subjected to phase change processing, and this signal processing is performed.
  • the performed signals are modulated signal 1 (7613_1) after signal processing and modulated signal 2 (7613_2) after signal processing.
  • Pilot insertion section 7614_1 receives modulated signal 1 after signal processing (7613_1) and control signal 7609 as input, and modulates signal 1 after signal processing (7613_1) based on information regarding the pilot symbol insertion method included in control signal 7609. A pilot symbol is inserted into, and a modulated signal 7615_1 after the pilot symbol is inserted is output. Pilot insertion section 7614_2 receives modulated signal 2 (7613_2) after signal processing and control signal 7609 as input, and receives modulated signal 2 (7613_2) after signal processing based on information on the pilot symbol insertion method included in control signal 7609. A pilot symbol is inserted into, and a modulated signal 7615_2 after the pilot symbol is inserted is output.
  • IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) section 7616_1 receives modulated signal 7615_1 after pilot symbol insertion and control signal 7609 as input, performs IFFT based on IFFT method information included in control signal 7609, and outputs signal 7617_1 after IFFT. Is output.
  • IFFT section 7616_2 receives modulated signal 7615_2 after pilot symbol insertion and control signal 7609 as input, performs IFFT based on IFFT method information included in control signal 7609, and outputs post-IFFT signal 7617_2.
  • the PAPR reduction unit 7618_1 receives the signal 7617_1 after IFFT and the control signal 7609 as input, performs a process for PAPR reduction on the signal 7617_1 after IFFT based on information on PAPR reduction included in the control signal 7609, and after PAPR reduction
  • the signal 7619_1 is output.
  • PAPR reduction section 7618_2 receives signal 7617_2 after IFFT and control signal 7609 as input, performs processing for PAPR reduction on signal 7617_2 after IFFT based on information related to PAPR reduction included in control signal 7609, and after PAPR reduction
  • the signal 7619_2 is output.
  • the guard interval insertion unit 7620_1 receives the signal 7619_1 after PAPR reduction and the control signal 7609 as inputs, and inserts a guard interval into the signal 7619_1 after PAPR reduction based on the information on the guard interval insertion method included in the control signal 7609.
  • a signal 7621_1 after insertion of the guard interval is output.
  • the guard interval insertion unit 7620_2 receives the signal 7619_2 after PAPR reduction and the control signal 7609 as input, and inserts a guard interval into the signal 7619_2 after PAPR reduction based on the information on the guard interval insertion method included in the control signal 7609.
  • the signal 7621_2 after insertion of the guard interval is output.
  • the P1 symbol insertion unit 7622 receives the signal 7621_1 after the guard interval insertion, the signal 7621_2 after the guard interval insertion, and the transmission data 7607 for the P1 symbol, and generates a P1 symbol signal from the transmission data 7607 for the P1 symbol, A P1 symbol is added to the signal 7621_1 after the insertion of the guard interval, a P1 symbol is added to the signal 7623_1 after the addition of the P1 symbol, and a signal 7621_2 after the insertion of the guard interval, and a P1 symbol is added.
  • the later signal 7623_2 is output.
  • the signal of the P1 symbol may be added to both the signal 7623_1 after the addition of the P1 symbol and the signal 7623_2 after the addition of the P1 symbol, or may be added to either of them.
  • a zero signal is present as the baseband signal in the signal that is not added in the section where the added signal is added.
  • the radio processing unit 7624_1 receives the signal 7623_1 after the addition of the P1 symbol and the control signal 7609 as input, performs processing such as frequency conversion and amplification, and outputs a transmission signal 7625_1. Then, the transmission signal 7625_1 is output as a radio wave from the antenna 7626_1. Radio processing section 7624_2 receives P7 symbol-processed signal 7623_2 and control signal 7609 as input, performs frequency conversion, amplification, and the like, and outputs transmission signal 7625_2. Then, the transmission signal 7625_2 is output as a radio wave from the antenna 7626_2.
  • each PLP transmission method for example, a transmission method for transmitting one modulation signal, after precoding (or after precoding and baseband signal replacement) is performed using P1 symbols, P2 symbols, and control symbol groups.
  • a modulation method used are transmitted to the terminal.
  • the terminal cuts out only PLP necessary as information, and performs demodulation (including signal separation and signal detection) and error correction decoding, the terminal consumes less power. Therefore, as in the case described with reference to FIGS. 71 to 73, as a transmission method, a transmission method for regularly changing the phase of a signal after precoding (or after precoding and baseband signal replacement) is used.
  • a method is proposed in which the phase change value (# 0) used in the first slot of the PLP transmitted is fixed.
  • the PLP transmission method is not limited to the above, and a space-time code as shown in Non-Patent Document 9, Non-Patent Document 16, and Non-Patent Document 17 and other transmission methods may be designated. Is possible.
  • FIG. 77 shows a frame configuration on the frequency-time axis when transmitting using phase change.
  • phase change values are prepared in a transmission method in which phase change is regularly performed on a signal after precoding (or after precoding and baseband signal replacement).
  • the seven phase change values are named # 0, # 1, # 2, # 3, # 4, # 5, and # 6.
  • the phase change value is used regularly and periodically. That is, the phase change values are # 0, # 1, # 2, # 3, # 4, # 5, # 6, # 0, # 1, # 2, # 3, # 4, # 5, # 6, #
  • the change is made regularly and periodically, such as 0, # 1, # 2, # 3, # 4, # 5, # 6,.
  • PLP $ 1 has a slot (symbol) at time T, carrier 3 (7701 in FIG. 77) as the head of the slot, and time T + 4, carrier 4 as the end of the slot (7702 in FIG. 77).
  • carrier 3 is the first slot
  • second slot is time T
  • carrier 4 is time T
  • carrier 5 The seventh slot is time T + 1, carrier 1
  • the eighth slot is time T + 1, carrier 2
  • the ninth slot is time T + 1, carrier 3, and so on.
  • the 14th slot is time T + 1, carrier 8, the 15th slot is time T + 2, carrier 1, and so on.
  • PLP $ K has a slot (symbol) with time S, carrier 4 (7703 in FIG. 77) as the head of the slot, and time S + 8, carrier 4 as the end of the slot (7704 in FIG. 77). (See FIG. 77). That is, for PLP $ K, time S, carrier 4 is the first slot, second slot is time S, carrier 5, and third slot is time S, carrier 6, The fifth slot is time S, carrier 8, the ninth slot is time S + 1, carrier 1, the tenth slot is time S + 1, carrier 2, and so on. The 16th slot is time S + 1, carrier 8, the 17th slot is time S + 2, carrier 1, and so on.
  • information on the slots used by each PLP including information on the first slot (symbol) and information on the last slot (symbol) of each PLP is determined by control symbols such as P1 symbols, P2 symbols, and control symbol groups. Will be transmitted.
  • the phase change value # 0 is used for the slot of time T, carrier 3 (7701 in FIG. 77), which is the first slot of PLP $ 1.
  • the last slot of PLP $ K-1 which uses time S, carrier 3 (7705 in FIG. 77) in the slot, regardless of the phase change value number, is the first slot in PLP $ K.
  • a certain slot of time S and carrier 4 (7703 in FIG.
  • precoding matrix # 0 is used for the first slot of another PLP transmitted using a transmission method that regularly changes the phase of the signal after pre-coding (or after pre-coding and baseband signal replacement). And precoding is used.
  • the receiving apparatus extracts the required PLP from the information of the slot used by each PLP included in the control symbols such as the P1 symbol, the P2 symbol, and the control symbol group, and demodulates (signal separation, signal detection). Error correction decoding is performed.
  • the receiving apparatus knows in advance the phase change rule of the transmission method in which the phase is regularly changed in the signal after precoding (or after precoding and baseband signal replacement), and In some cases, the transmitting device transmits information on the rules to be used, and the receiving device obtains the information and knows the rules being used.) Based on the number of the first slot in each PLP, By matching the timing of the phase change switching rule, it is possible to demodulate information symbols (including signal separation and signal detection).
  • a broadcast station base station transmits a modulated signal with a frame configuration as shown in FIG. 78 that operate in the same manner as in FIG. 74 are given the same reference numerals.
  • a characteristic point is that a subframe for transmitting one modulation signal and a subframe for transmitting a plurality of modulation signals in the main frame so that the gain control of the reception signal can be easily adjusted in the receiver (terminal). It is a point that is separated.
  • “transmit one modulated signal” means that a plurality of modulated signals that are the same as when one modulated signal is transmitted from one antenna are generated and the plurality of signals are transmitted from a plurality of different antennas. Shall be included.
  • PLP # 1 (7405_1) to PLP # N (7405_N) constitute a subframe 7800 for transmitting one modulated signal
  • the subframe 7800 is composed of only PLP and includes a plurality of subframes 7800.
  • PLP $ 1 (7802_1) to PLP $ M (7802_M) constitute a subframe 7801 for transmitting a plurality of modulation signals.
  • the subframe 7801 is composed of only PLP and one modulation. There is no PLP that transmits a signal.
  • PLP PLP $ 1 (7802_1) to PLP $ M (7802_M)
  • PLP $ 1 (7802_1) to PLP $ M (7802_M) at the head slot is precoded using the precoding matrix # 0 (referred to as precoding matrix initialization).
  • precoding matrix initialization referred to as precoding matrix initialization
  • another transmission method for example, a transmission method using a precoding method without phase change, a transmission method using a space-time block code, and spatial multiplexing MIMO transmission
  • the PLP using any of the methods is not related to the initialization of the precoding matrix described above.
  • PLP $ 1 is the first PLP of a subframe that transmits a plurality of modulated signals of the Xth main frame
  • PLP $ 1 ′ is the Yth (however, different from X). It is assumed that this is the first PLP of a subframe that transmits a plurality of modulated signals of the main frame. It is assumed that both PLP $ 1 and PLP $ 1 'use a transmission method that regularly changes the phase of the signal after precoding (or after precoding and baseband signal replacement).
  • the same components as those in FIG. 77 are denoted by the same reference numerals.
  • the first slot of PLP $ 1 which is the first PLP of the subframe for transmitting a plurality of modulation signals of the Xth main frame (7701 (time T, slot of carrier 3) in FIG. 79), changes the phase. It is assumed that the phase change is performed using the value # 0.
  • the first slot of PLP $ 1 ′ which is the first PLP of a subframe for transmitting a plurality of modulated signals of the Y-th mainframe (7901 (time T ′, slot of carrier 7) in FIG. 79), It is assumed that the phase change is performed using the phase change value # 0.
  • the phase change is performed using the phase change value # 0 in the first slot of the first PLP of the subframe in which a plurality of modulated signals are transmitted. This is also important in order to suppress the problems (a) and (b) described in the embodiment D2.
  • phase change value # 0 is used to change the phase of the first slot of PLP $ 1 (7701 (time T, slot of carrier 3) in FIG. 79)
  • the phase change value is updated on the frequency axis.
  • the slot of carrier 4 is changed in phase using phase change value # 1
  • the slot of time T and carrier 5 is changed in phase using phase change value # 2
  • time T carrier 6 is changed.
  • the phase change is performed using the phase change value # 3, and so on.
  • the first slot of PLP $ 1 ′ (7901 (time T ′, slot of carrier 7) in FIG. 79) is phase-shifted using phase change value # 0.
  • the slot of carrier 8 performs phase change using phase change value # 1
  • the slot of carrier T1 + 1 and carrier 1 performs phase change using phase change value # 2.
  • the slot of carrier 1 performs phase change using phase change value # 3
  • the slot of carrier 1 performs phase change using phase change value # 4,... , And.
  • the transmission apparatus of FIG. 4 when the transmission apparatus of FIG. 4 is compatible with a multicarrier system such as the OFDM system, the transmission apparatus of FIG.
  • the transmission apparatus of FIG. 4 when the transmission apparatus of FIG. 4 is compatible with a multicarrier system such as the OFDM system, the transmission apparatus of FIG.
  • the case where one encoder and a distribution unit are applied has been described as an example.
  • the transmission device in FIG. 3 the transmission device in FIG. 12, the transmission device in FIG. 67, and the transmission device in FIG. Even when the two streams of s2 are transmitted and the transmission apparatus has two encoders, the phase change value initialization described in the present embodiment can be applied.
  • the average transmission power of modulation signal # 1 and the average transmission power of modulation signal # 2 may be set in any manner.
  • the average transmission power of the modulation signal # 1 and the modulation signal are applied by applying a transmission power control technique used in a general wireless communication system.
  • the average transmission power of # 2 can be set differently.
  • signal power control may be performed in the state of the baseband signal (for example, transmission power control is performed at the time of mapping of the modulation scheme to be used), or a power amplifier (in front of the antenna) ( Transmission power control may be performed by a power amplifier.
  • Embodiment F1 Method for regularly changing phase with respect to modulated signals after precoding described in Embodiment 1-4, Embodiment A1, Embodiment C1-C7, Embodiment D1-D3 and Embodiment E1 Is applicable to any baseband signals s1 and s2 mapped in the IQ plane.
  • Embodiment 1-4 Embodiment A1, Embodiment C1-C7, Embodiment D1-D3, and Embodiment E1
  • the baseband signals s1 and s2 are not described in detail.
  • the method of regularly changing the phase of the pre-coded modulation signal is applied to the baseband signals s1 and s2 generated from the error correction encoded data, s1 and s2
  • s1 and s2 There is a possibility that better reception quality can be obtained by controlling the average power (average value).
  • the modulation scheme applied to the baseband signal s1 is QPSK and the modulation scheme applied to the baseband signal s2 is 16QAM. Since the modulation scheme of s1 is QPSK, s1 transmits 2 bits of data per symbol. The two bits to be transmitted are named b0 and b1. In contrast, since the modulation scheme of s2 is 16QAM, s2 transmits 4 bits of data per symbol. The 4 bits to be transmitted are named b2, b3, b4, and b5. Since the transmission apparatus transmits one slot composed of one symbol of s1 and one symbol of s2, 6-bit data of b0, b1, b2, b3, b4, and b5 is transmitted per slot. .
  • FIG. 80 which is an example of 16QAM signal point arrangement on the IQ plane
  • (b2, b3, b4, b5) (0, 0, 1, 1)
  • (I, Q) (1 ⁇ g, 1 ⁇ g)
  • FIG. 81 which is an example of the QPSK signal point arrangement on the IQ plane
  • b0 and b1 shown on the right shoulder in FIG. 81 indicate the arrangement of the numerical values shown on the IQ plane, respectively.
  • FIG. 82 shows the relationship of the log likelihood ratio obtained by the receiving apparatus in this case.
  • FIG. 82 is a diagram schematically showing the absolute values of the log likelihood ratios from b0 to b5 when the receiving apparatus obtains the log likelihood ratio.
  • 8200 is the absolute value of the log likelihood ratio of b0
  • 8201 is the absolute value of the log likelihood ratio of b1
  • 8202 is the absolute value of the log likelihood ratio of b2
  • 8203 is the absolute value of the log likelihood ratio of b3.
  • 8204 is the absolute value of the log likelihood ratio of b4
  • 8205 is the absolute value of the log likelihood ratio of b5.
  • the absolute value of the log likelihood ratio of b0 and b1 transmitted by QPSK and the absolute value of the log likelihood ratio of b2 to b5 transmitted by 16QAM are compared,
  • the absolute value of the log likelihood ratio of b0 and b1 is larger than the absolute value of the log likelihood ratio of b2 to b5. That is, the reliability in the receiving devices b0 and b1 is higher than the reliability in the receiving devices b2 to b5. This is because the minimum Euclidean distance of the signal point on the IQ plane of QPSK is
  • the receiver performs error correction decoding in this situation (for example, when the communication system uses an LDPC code, reliability propagation decoding such as sum-product decoding), the absolute value of the log likelihood ratio of b0 and b1 Due to the difference in reliability that the value is larger than the absolute value of the log likelihood ratio from b2 to b5, the reception quality of the data of the receiving apparatus deteriorates due to the influence of the absolute value of the log likelihood ratio from b2 to b5. The problem occurs.
  • the difference between the absolute value of the log likelihood ratio of b0 and b1 and the absolute value of the log likelihood ratio of b2 to b5 is compared with FIG. Should be made smaller. Therefore, it is considered that “the average power (average value) of s1 is different from the average power (average value) of s2”.
  • signal processing related to a power changing unit here, called a power changing unit, but may be called an amplitude changing unit or a weighting unit
  • a weighting synthesis (precoding) unit The example of the structure of a part is shown.
  • FIG. 84 components that operate in the same manner as in FIGS. 3 and 6 are given the same reference numerals.
  • FIG. 85 the same reference numerals are assigned to the components that operate in the same manner as in FIGS.
  • s1 (t) is a baseband signal (signal after mapping) of the modulation scheme QPSK
  • the mapping method is as shown in FIG. 81
  • h is as shown in equation (78)
  • s2 (t) is a modulation system 16QAM baseband signal (signal after mapping)
  • the mapping method is as shown in FIG. 80
  • g is as shown in Equation (79).
  • t is time, and in this embodiment, the time axis direction will be described as an example.
  • the power changing unit (8401B) receives the modulation system 16QAM baseband signal (signal after mapping) 307B and the control signal (8400) as input, and sets a value for changing the set power based on the control signal (8400) u. Then, a signal (8402B) obtained by multiplying the baseband signal (signal after mapping) 307B of the modulation scheme 16QAM by u is output.
  • u is a real number and u> 1.0.
  • F is a precoding matrix in a method of regularly changing the phase of a modulated signal after precoding
  • y (t) (y (t) is an absolute value for a phase change value for regularly changing the phase.
  • the imaginary number is 1 (including a real number)
  • ej ⁇ (t) the following equation is established.
  • the ratio between the average power of QPSK and the average power of 16QAM is set to 1: u 2 .
  • the reception state in which the absolute value of the log likelihood ratio shown in FIG. For example, for the ratio 1: u 2 of the average power of QPSK and the average power of 16QAM, u is
  • the minimum Euclidean distance of signal points on the IQ plane of QPSK can be made equal to the minimum Euclidean distance of signal points on the IQ plane of 16QAM, and good reception quality can be obtained.
  • the condition that the minimum Euclidean distances of signal points on the IQ planes of two different modulation schemes are equal is merely an example of a method of setting the ratio between the average power of QPSK and the average power of 16QAM.
  • the value u for changing the power may be changed between the signal points on the IQ plane of two different modulation schemes.
  • better reception quality can be obtained by setting a value (a larger value or a smaller value) different from the value at which the minimum Euclidean distance becomes equal.
  • transmission power control transmission power is generally controlled based on feedback information from a communication partner.
  • the feature of the present invention is that transmission power is controlled regardless of feedback information from a communication partner, and this point will be described in detail.
  • the value u for changing the power is set by the control signal (8400)” has been described.
  • the control signal (8400) for further improving the reception quality of data in the receiving apparatus.
  • the method of setting the value u for changing the power by means of will be described in detail.
  • Example 1-1 Data used for generation of s1 and s2 when the transmission apparatus supports an error correction code having a plurality of block lengths (the number of bits constituting one block after encoding, which is also referred to as a code length)
  • a method of setting the average power (average value) of s1 and s2 in accordance with the block length of the error correction code applied to 1 will be described.
  • error correction codes include block codes such as tail bited turbo codes or duobinary turbo codes, and LDPC codes.
  • block codes such as tail bited turbo codes or duobinary turbo codes, and LDPC codes.
  • Encoded data that has been subjected to error correction encoding of a block length selected from a plurality of supported block lengths is distributed into two systems.
  • the encoded data distributed to the two systems is modulated by the s1 modulation method and the s2 modulation method, respectively, to generate baseband signals (mapped signals) s1 (t) and s2 (t).
  • the control signal (8400) is a signal indicating the block length of the selected error correction code
  • the power changing unit (8401B) sets a value u for changing the power according to the control signal (8400).
  • the feature of the present invention is that the power changing unit (8401B) sets the value u for changing the power according to the selected block length indicated by the control signal (8400).
  • a value for changing the power according to the block length X is described in the form of u LX .
  • the power changing section (8401B) sets the value u L1000 for power changes
  • the power changing section (8401B) is a power change
  • the power change unit (8401B) sets the value u L3000 for the power change.
  • u L1000 u L1500 .
  • the settable power change value is 2
  • the transmitter can select one of the power change values from among a plurality of settable power change values and perform the power change. Is an important point.
  • Example 1-2 When the transmission apparatus supports error correction codes of a plurality of coding rates, the average power of s1 and s2 according to the coding rate of the error correction code applied to the data used to generate s1 and s2 A method of setting (average value) will be described.
  • error correction codes include block codes such as tail-biting turbo codes or duobinary turbo codes, and LDPC codes.
  • a plurality of encodings are available. Rate is supported.
  • Encoded data that has been subjected to error correction coding at a coding rate selected from a plurality of supported coding rates is distributed to two systems. The encoded data distributed to the two systems is modulated by the s1 modulation method and the s2 modulation method, respectively, to generate baseband signals (mapped signals) s1 (t) and s2 (t).
  • the control signal (8400) is a signal indicating the coding rate of the selected error correction code
  • the power changing unit (8401B) sets a value u for changing the power according to the control signal (8400).
  • a feature of the present invention is that the power changing unit (8401B) sets a value u for changing the power according to the selected coding rate indicated by the control signal (8400).
  • a value for changing the power according to the coding rate rx is described in the form of urX .
  • the power changing unit (8401B) sets a value u r1 for changing the power
  • the power changing unit (8401B) sets the value u r3 for changing the power.
  • the power changing unit (8401B) sets the value u r3 for changing the power.
  • the coding rates may be 1/2, 2/3, and 3/4, respectively.
  • the present invention is not limited to this, and a value for power change that can be set when two or more coding rates can be set in the transmission apparatus.
  • the transmission apparatus selects one of the power change values from among a plurality of settable power change values, and performs the power change. It is important to be able to. (Example 1-3) In order for the receiving apparatus to obtain better data reception quality, it is important to implement the following.
  • a method for setting the average power (average value) of s1 and s2 according to the modulation scheme used for generating s1 and s2 when the transmission apparatus supports a plurality of modulation schemes will be described.
  • the modulation scheme of s1 is fixed to QPSK, and the modulation scheme of s2 is changed from 16QAM to 64QAM by a control signal (or either 16QAM or 64QAM can be set).
  • the mapping method of s2 (t) is as shown in FIG. 86. In FIG. 86, k is
  • mapping of 64QAM determines the values of I and Q from the 6-bit input, and this point can be implemented in the same manner as the description of the mapping of QPSK and 16QAM.
  • FIG. 86 which is an example of 64QAM signal point arrangement on the IQ plane
  • the modulation scheme of s1 is fixed to QPSK
  • the modulation scheme of s2 is fixed to QPSK
  • the power is not changed for a fixed modulation scheme (here, QPSK)
  • the power is changed for a plurality of configurable modulation schemes (here, 16QAM and 64QAM).
  • the transmission apparatus is not configured as shown in FIG. 84, but has a configuration in which the power changing unit 8401B is excluded from the configuration shown in FIG. 84 and a power changing unit is provided on the s1 (t) side.
  • the fixed modulation method here, QPSK
  • the following relational expression (86) is established.
  • the modulation scheme of s1 is fixed, and the modulation scheme C has c signal points on the IQ plane. Further, as the modulation scheme of s2, any number of signal points in I-Q plane the number of signal points in a number of modulation scheme A and the I-Q plane b-number of the modulation scheme B of (a>b> c) It is assumed that these settings are possible.
  • the reception apparatus can obtain high data reception quality.
  • the power is not changed for a fixed modulation method (here, modulation method C), but the power is changed for a plurality of settable modulation methods (here, modulation method A and modulation method B).
  • modulation method C a fixed modulation method
  • modulation method A and modulation method B a plurality of settable modulation methods
  • s2 modulation scheme is fixed to modulation scheme C and s1 modulation scheme is changed from modulation scheme A to modulation scheme B (set to either modulation scheme A or modulation scheme B)”, u b ⁇ It may be u a .
  • a set of (s1 modulation method, s2 modulation method) is set to (modulation method C, modulation method A) or (modulation method A, modulation method C) or (modulation method C, modulation method B) or (modulation method).
  • Example 2 An example of an operation different from Example 1 will be described with reference to FIG. Note that s1 (t) is a modulation system 64QAM baseband signal (signal after mapping), the mapping method is as shown in FIG. 86, and k is as shown in equation (85). Further, s2 (t) is a modulation system 16QAM baseband signal (signal after mapping), the mapping method is as shown in FIG. 80, and g is as shown in Equation (79). Note that t is time, and in this embodiment, the time axis direction will be described as an example.
  • the power changing unit (8401B) receives the modulation system 16QAM baseband signal (signal after mapping) 307B and the control signal (8400) as input, and sets a value for changing the set power based on the control signal (8400) u. Then, a signal (8402B) obtained by multiplying the baseband signal (signal after mapping) 307B of the modulation scheme 16QAM by u is output. Note that u is a real number and u ⁇ 1.0.
  • F is a precoding matrix in a method of regularly changing the phase of a modulated signal after precoding
  • y (t) is a phase change value for regularly changing the phase (y (t) is an absolute value)
  • the imaginary number is 1 (including a real number), that is, it can be expressed as ej ⁇ (t)
  • Expression (82) is established.
  • the ratio of the average power of 64QAM and the average power of 16QAM is set to 1: u 2 .
  • the reception state as shown in FIG. 83 is obtained, so that the reception quality of data in the reception device can be improved.
  • transmission power control transmission power is generally controlled based on feedback information from a communication partner.
  • the feature of the present invention is that transmission power is controlled regardless of feedback information from a communication partner, and this point will be described in detail.
  • the value u for changing the power is set by the control signal (8400)” has been described.
  • the control signal (8400) for further improving the reception quality of data in the receiving apparatus.
  • the method of setting the value u for changing the power by means of will be described in detail.
  • Example 2-1 Data used for generation of s1 and s2 when the transmission apparatus supports an error correction code having a plurality of block lengths (the number of bits constituting one block after encoding, which is also referred to as a code length)
  • a method of setting the average power (average value) of s1 and s2 in accordance with the block length of the error correction code applied to 1 will be described.
  • error correction codes include block codes such as tail bited turbo codes or duobinary turbo codes, and LDPC codes.
  • block codes such as tail bited turbo codes or duobinary turbo codes, and LDPC codes.
  • Encoded data that has been subjected to error correction encoding of a block length selected from a plurality of supported block lengths is distributed into two systems.
  • the encoded data distributed to the two systems is modulated by the s1 modulation method and the s2 modulation method, respectively, to generate baseband signals (mapped signals) s1 (t) and s2 (t).
  • the control signal (8400) is a signal indicating the block length of the selected error correction code
  • the power changing unit (8401B) sets a value u for changing the power according to the control signal (8400).
  • the feature of the present invention is that the power changing unit (8401B) sets the value u for changing the power according to the selected block length indicated by the control signal (8400).
  • a value for changing the power according to the block length X is described in the form of u LX .
  • the power changing section (8401B) sets the value u L1000 for power changes
  • the power changing section (8401B) is a power change
  • the power change unit (8401B) sets the value u L3000 for the power change.
  • u L1000 u L1500 .
  • the settable power change value is 2
  • the transmitter can select one of the power change values from among a plurality of settable power change values and perform the power change. Is an important point.
  • Example 2-2 When the transmission apparatus supports error correction codes of a plurality of coding rates, the average power of s1 and s2 according to the coding rate of the error correction code applied to the data used to generate s1 and s2 A method of setting (average value) will be described.
  • error correction codes include block codes such as tail-biting turbo codes or duobinary turbo codes, and LDPC codes.
  • a plurality of encodings are available. Rate is supported.
  • Encoded data that has been subjected to error correction coding at a coding rate selected from a plurality of supported coding rates is distributed to two systems. The encoded data distributed to the two systems is modulated by the s1 modulation method and the s2 modulation method, respectively, to generate baseband signals (mapped signals) s1 (t) and s2 (t).
  • the control signal (8400) is a signal indicating the coding rate of the selected error correction code
  • the power changing unit (8401B) sets a value u for changing the power according to the control signal (8400).
  • a feature of the present invention is that the power changing unit (8401B) sets a value u for changing the power according to the selected coding rate indicated by the control signal (8400).
  • a value for changing the power according to the coding rate rx is described in the form of u rx .
  • the power changing unit (8401B) sets a value u r1 for changing the power
  • the power changing unit (8401B) sets the value u r3 for changing the power.
  • the power changing unit (8401B) sets the value u r3 for changing the power.
  • the coding rates may be 1/2, 2/3, and 3/4, respectively.
  • the present invention is not limited to this, and a value for power change that can be set when two or more coding rates can be set in the transmission apparatus.
  • the transmission apparatus selects one of the power change values from among a plurality of settable power change values, and performs the power change. It is important to be able to. (Example 2-3) In order for the receiving apparatus to obtain better data reception quality, it is important to implement the following.
  • a method for setting the average power (average value) of s1 and s2 according to the modulation scheme used for generating s1 and s2 when the transmission apparatus supports a plurality of modulation schemes will be described.
  • the modulation scheme of s1 is fixed to 64QAM, and the modulation scheme of s2 is changed from 16QAM to QPSK by a control signal (or either 16QAM or QPSK can be set).
  • the mapping method of s1 (t) is as shown in FIG. 86.
  • k is the equation (85).
  • the mapping method of s2 (t) is as shown in FIG. 80.
  • g is Equation (79)
  • the modulation scheme of s2 (t) is QPSK.
  • the mapping method of s2 (t) is as shown in FIG. 81.
  • h is assumed to be Expression (78).
  • the average power (average value) is equal between 16QAM and QPSK.
  • s1 modulation method is fixed to 64QAM
  • s2 modulation method is fixed to 64QAM
  • s1 modulation method is changed from 16QAM to QPSK (either 16QAM or QPSK). Setting)
  • it is preferable to satisfy u 4 ⁇ u 16 (similar to the description in Example 1-3).
  • the value multiplied for the power change at 16QAM is u 16
  • the value multiplied for the power change at QPSK is u 4
  • the power change is not performed for 64QAM.
  • a setting of (64QAM, 16QAM) or (16QAM, 64QAM) or (64QAM, QPSK) or (QPSK, 64QAM) is set for (s1 modulation method, s2 modulation method). If possible, the relationship u 4 ⁇ u 16 should be satisfied.
  • modulation scheme of s1 is fixed, and the modulation scheme C has c signal points on the IQ plane. Further, as the modulation scheme of s2, any one of modulation scheme A having a number of signal points in the IQ plane and modulation scheme B having two signal points in the IQ plane (c>b> a) It is assumed that these settings are possible.
  • the reception apparatus can obtain high data reception quality.
  • the power is not changed for a fixed modulation method (here, modulation method C), but the power is changed for a plurality of settable modulation methods (here, modulation method A and modulation method B).
  • modulation method C a fixed modulation method
  • modulation method A and modulation method B a plurality of settable modulation methods
  • s2 modulation method is fixed to modulation method C and s1 modulation method is changed from modulation method A to modulation method B (set to either modulation method A or modulation method B)”, u a ⁇ It may be u b .
  • a set of (s1 modulation method, s2 modulation method) is set to (modulation method C, modulation method A) or (modulation method A, modulation method C) or (modulation method C, modulation method B) or (modulation method).
  • Example 3 An example of an operation different from Example 1 will be described with reference to FIG.
  • s1 (t) is a modulation system 16QAM baseband signal (signal after mapping)
  • the mapping method is as shown in FIG. 80
  • g is as shown in Equation (79).
  • s2 (t) is a modulation system 64QAM baseband signal (signal after mapping)
  • the mapping method is as shown in FIG. 86
  • k is as shown in equation (85).
  • t is time, and in this embodiment, the time axis direction will be described as an example.
  • the power changing unit (8401B) receives the modulation system 64QAM baseband signal (signal after mapping) 307B and the control signal (8400) as input, and sets the value for changing the power based on the control signal (addition 400). Assuming u, a signal (8402B) obtained by multiplying the baseband signal (signal after mapping) 307B of the modulation scheme 64QAM by u is output. Note that u is a real number and u> 1.0.
  • F is a precoding matrix in a method of regularly changing the phase of a modulated signal after precoding
  • y (t) is a phase change value for regularly changing the phase (y (t) is an absolute value)
  • the imaginary number is 1 (including a real number), that is, it can be expressed as ej ⁇ (t)
  • Expression (82) is established.
  • the ratio of the average power of 16QAM and the average power of 64QAM is set to 1: u 2 .
  • the reception state as shown in FIG. 83 is obtained, so that the reception quality of data in the reception device can be improved.
  • transmission power control transmission power is generally controlled based on feedback information from a communication partner.
  • the feature of the present invention is that transmission power is controlled regardless of feedback information from a communication partner, and this point will be described in detail.
  • the value u for changing the power is set by the control signal (8400)” has been described.
  • the control signal (8400) for further improving the reception quality of data in the receiving apparatus.
  • the method of setting the value u for changing the power by means of will be described in detail.
  • Example 3-1 Data used for generation of s1 and s2 when the transmission apparatus supports an error correction code having a plurality of block lengths (the number of bits constituting one block after encoding, which is also referred to as a code length)
  • a method of setting the average power (average value) of s1 and s2 in accordance with the block length of the error correction code applied to 1 will be described.
  • error correction codes include block codes such as tail bited turbo codes or duobinary turbo codes, and LDPC codes.
  • block codes such as tail bited turbo codes or duobinary turbo codes, and LDPC codes.
  • Encoded data that has been subjected to error correction encoding of a block length selected from a plurality of supported block lengths is distributed into two systems.
  • the encoded data distributed to the two systems is modulated by the s1 modulation method and the s2 modulation method, respectively, to generate baseband signals (mapped signals) s1 (t) and s2 (t).
  • the control signal (8400) is a signal indicating the block length of the selected error correction code
  • the power changing unit (8401B) sets a value u for changing the power according to the control signal (8400).
  • the feature of the present invention is that the power changing unit (8401B) sets the value u for changing the power according to the selected block length indicated by the control signal (8400).
  • a value for changing the power according to the block length X is described in the form of u LX .
  • the power changing section (8401B) sets the value u L1000 for power changes
  • the power changing section (8401B) is a power change
  • the power change unit (8401B) sets the value u L3000 for the power change.
  • u L1000 u L1500 .
  • the settable power change value is 2
  • the transmitter can select one of the power change values from among a plurality of settable power change values and perform the power change. Is an important point.
  • Example 3-2 When the transmission apparatus supports error correction codes of a plurality of coding rates, the average power of s1 and s2 according to the coding rate of the error correction code applied to the data used to generate s1 and s2 A method of setting (average value) will be described.
  • error correction codes include block codes such as tail-biting turbo codes or duobinary turbo codes, and LDPC codes.
  • a plurality of encodings are available. Rate is supported.
  • Encoded data that has been subjected to error correction coding at a coding rate selected from a plurality of supported coding rates is distributed to two systems. The encoded data distributed to the two systems is modulated by the s1 modulation method and the s2 modulation method, respectively, to generate baseband signals (mapped signals) s1 (t) and s2 (t).
  • the control signal (8400) is a signal indicating the coding rate of the selected error correction code
  • the power changing unit (8401B) sets a value u for changing the power according to the control signal (8400).
  • a feature of the present invention is that the power changing unit (8401B) sets a value u for changing the power according to the selected coding rate indicated by the control signal (8400).
  • a value for changing the power according to the coding rate rx is described in the form of u rx .
  • the power changing unit (8401B) sets a value u r1 for changing the power
  • the power changing unit (8401B) sets the value u r3 for changing the power.
  • the power changing unit (8401B) sets the value u r3 for changing the power.
  • the coding rates may be 1/2, 2/3, and 3/4, respectively.
  • the present invention is not limited to this, and a value for power change that can be set when two or more coding rates can be set in the transmission apparatus.
  • the transmission apparatus selects one of the power change values from among a plurality of settable power change values, and performs the power change. It is important to be able to. (Example 3-3) In order for the receiving apparatus to obtain better data reception quality, it is important to implement the following.
  • a method for setting the average power (average value) of s1 and s2 according to the modulation scheme used for generating s1 and s2 when the transmission apparatus supports a plurality of modulation schemes will be described.
  • the modulation scheme of s1 is fixed to 16QAM, and the modulation scheme of s2 is changed from 64QAM to QPSK by the control signal (or 64QAM or QPSK can be set).
  • the mapping method of s2 (t) is as shown in FIG. 80.
  • g is Equation (79).
  • the mapping method of s1 (t) is as shown in FIG.
  • k is equation (85), and the modulation scheme of s2 (t) is QPSK.
  • the mapping method of s2 (t) is as shown in FIG. 81, and h in FIG. 81 is assumed to be expression (78).
  • the average power is equal between 16QAM and QPSK.
  • the receiving apparatus can obtain high data reception quality regardless of whether the modulation scheme of s2 is 16QAM or 64QAM.
  • (16QAM, 64QAM) or (64QAM, 16QAM) or (16QAM, QPSK) or (QPSK, 16QAM) is set as the set of (s1 modulation method, s2 modulation method). If possible, the relationship u 4 ⁇ u 64 should be satisfied.
  • modulation scheme of s1 is fixed, and the modulation scheme C has c signal points on the IQ plane. Further, as the modulation scheme of s2, any one of modulation scheme A having a number of signal points in the IQ plane and modulation scheme B having two signal points in the IQ plane (c>b> a) It is assumed that these settings are possible.
  • the reception apparatus can obtain high data reception quality.
  • the power is not changed for a fixed modulation method (here, modulation method C), but the power is changed for a plurality of settable modulation methods (here, modulation method A and modulation method B).
  • modulation method C a fixed modulation method
  • modulation method A and modulation method B a plurality of settable modulation methods
  • s2 modulation method is fixed to modulation method C and s1 modulation method is changed from modulation method A to modulation method B (set to either modulation method A or modulation method B)”, u a ⁇ It may be u b .
  • a set of (s1 modulation method, s2 modulation method) is set to (modulation method C, modulation method A) or (modulation method A, modulation method C) or (modulation method C, modulation method B) or (modulation method).
  • s1 (t) is a baseband signal (signal after mapping) of the modulation scheme QPSK
  • the mapping method is as shown in FIG. 81
  • h is as shown in equation (78)
  • s2 (t) is a modulation system 16QAM baseband signal (signal after mapping)
  • the mapping method is as shown in FIG. 80
  • g is as shown in Equation (79).
  • t is time, and in this embodiment, the time axis direction will be described as an example.
  • the power changing unit (8401A) receives the baseband signal (signal after mapping) 307A of the modulation scheme QPSK and the control signal (8400), and sets a value for changing the set power based on the control signal (8400) to v Then, a signal (8402A) obtained by multiplying the baseband signal (signal after mapping) 307A of the modulation scheme QPSK by v is output.
  • F is a precoding matrix in a method of regularly changing the phase of a modulated signal after precoding
  • y (t) (y (t) is an absolute value for a phase change value for regularly changing the phase.
  • the imaginary number is 1 (including a real number), that is, it can be expressed as ej ⁇ (t)
  • the following equation (87) is established.
  • the reception state as shown in FIG. 83 is obtained, so that the reception quality of data in the reception device can be improved.
  • transmission power is generally controlled based on feedback information from a communication partner.
  • the feature of the present invention is that transmission power is controlled regardless of feedback information from a communication partner, and this point will be described in detail.
  • “values v and u for changing the power are set by the control signal (8400)”.
  • a control signal in order to further improve the reception quality of data in the receiving device
  • the setting of the values v and u for changing the power according to 8400 will be described in detail.
  • Example 4-1 Data used for generation of s1 and s2 when the transmission apparatus supports an error correction code having a plurality of block lengths (the number of bits constituting one block after encoding, which is also referred to as a code length)
  • a method for setting the average power (average value) of s1 and s2 in accordance with the block length of the error correction code applied to 1 will be described.
  • error correction codes include block codes such as tail bited turbo codes or duobinary turbo codes, and LDPC codes.
  • block codes such as tail bited turbo codes or duobinary turbo codes, and LDPC codes.
  • Encoded data that has been subjected to error correction encoding of a block length selected from a plurality of supported block lengths is distributed into two systems.
  • the encoded data distributed to the two systems is modulated by the s1 modulation method and the s2 modulation method, respectively, to generate baseband signals (mapped signals) s1 (t) and s2 (t).
  • the control signal (8400) is a signal indicating the block length of the selected error correction code
  • the power changing unit (8401A) sets a value v for changing the power according to the control signal (8400).
  • the power changing unit (8401B) sets a value u for changing the power in accordance with the control signal (8400).
  • a feature of the present invention is that the power changing units (8401A, 8401B) set values v and u for changing the power according to the selected block length indicated by the control signal (8400).
  • values for power change according to the block length X are described in the form of v LX and u LX , respectively.
  • the power change unit (8401A) sets the value v L1000 for changing the power
  • the power change unit (8401A) changes the power.
  • the power changing section (8401B) sets the value u L1000 for power changes, if 1500 is selected as the block length, the power changing section (8401B) is a power change When the value u L1500 for is set and 3000 is selected as the block length, the power change unit (8401B) sets the value u L3000 for power change.
  • v L1000 , v L1500 , v L3000 there are two in the set of (v L1000 , v L1500 , v L3000 ).
  • v LX and u LX are , the ratio of the average power values, 1: being set so as to satisfy w 2 are as described above.
  • the present invention is not limited to this, and in the transmission apparatus, when two or more code lengths can be set, a value u LX that can be set when power is set.
  • the transmitter selects one of the power change values u LX from among a plurality of settable power change values u LX , and changes the power. It is one important point that when the code length can be set in two or more in the transmission apparatus, there are two or more values v LX for power change that can be set.
  • the transmission apparatus can select one of the power change values v LX from a plurality of settable power change values v LX and perform the power change. It is a point. (Example 4-2) When the transmission apparatus supports error correction codes of a plurality of coding rates, the average power of s1 and s2 according to the coding rate of the error correction code applied to the data used for generating s1 and s2 A method of setting (average value) will be described.
  • error correction codes include block codes such as tail-biting turbo codes or duobinary turbo codes, and LDPC codes.
  • a plurality of encodings are available. Rate is supported.
  • Encoded data that has been subjected to error correction coding at a coding rate selected from a plurality of supported coding rates is distributed to two systems. The encoded data distributed to the two systems is modulated by the s1 modulation method and the s2 modulation method, respectively, to generate baseband signals (mapped signals) s1 (t) and s2 (t).
  • the control signal (8400) is a signal indicating the coding rate of the selected error correction code
  • the power changing unit (8401A) sets a value v for changing the power according to the control signal (8400).
  • the power changing unit (8401B) sets a value u for changing the power according to the control signal (8400).
  • a feature of the present invention is that the power changing units (8401A, 8401B) set the values v and u for changing the power according to the selected coding rate indicated by the control signal (8400).
  • values for changing the power according to the coding rate rx are described in the form of v rx and u rx , respectively.
  • the power changing unit (8401A) sets a value v r1 for changing the power
  • the power changing unit (8401A) sets the value v r3 for changing the power.
  • the power changing unit (8401B) sets a value u r1 for changing the power
  • the power changing unit (8401B) sets the value u r3 for changing the power.
  • the coding rates are 1/2, 2/3, and 3/4, respectively.
  • the case of three coding rates has been described as an example.
  • the present invention is not limited to this, and a value for power change that can be set when two or more coding rates can be set in the transmission apparatus.
  • the transmitting apparatus selects one of the power change values u rx that can be set from among a plurality of settable power change values u rx.
  • the power changeable value v rX is two or more.
  • the transmission apparatus can select one of the power change values v rX from among a plurality of settable power change values v rX and change the power. What you can do is also important. (Example 4-3) In order for the receiving apparatus to obtain better data reception quality, it is important to implement the following.
  • a method for setting the average power (average value) of s1 and s2 in accordance with the modulation scheme used for generating s1 and s2 when the transmission apparatus supports a plurality of modulation schemes will be described.
  • the modulation scheme of s1 is fixed to QPSK and the modulation scheme of s2 is changed from 16QAM to 64QAM by a control signal (or either 16QAM or 64QAM can be set).
  • the mapping method of s1 (t) is as shown in FIG. 81.
  • h is Equation (78).
  • mapping method of s2 (t) is as shown in FIG. 80.
  • g is Equation (79)
  • the modulation scheme of s2 (t) is 64QAM.
  • the mapping method of s2 (t) is as shown in FIG. 86.
  • k is assumed to be Expression (85).
  • the reception apparatus can obtain high data reception quality regardless of whether the modulation scheme of s2 is 16QAM or 64QAM.
  • the modulation scheme of s1 is fixed, and the modulation scheme C has c signal points on the IQ plane.
  • the modulation scheme of s2 is any one of modulation scheme A having a number of signal points on the IQ plane and modulation scheme B having a number of signal points on the IQ plane of b (a>b> c).
  • a modulation method of the average power and s2 modulation scheme of s1 is the modulation scheme C
  • the ratio of the average power 1: and w a 2 is the ratio of the average power 1: and w a 2.
  • the modulation scheme of s1 is modulation scheme C and the average power is set to modulation scheme B as the modulation scheme of s2, the ratio of the average power is set to 1: w b 2 .
  • the receiving apparatus can obtain the reception quality of high data.
  • the modulation scheme of s1 is fixed to the modulation scheme C
  • the modulation scheme of s2 is fixed to the modulation scheme C
  • the modulation scheme of s1 is changed from the modulation scheme A to the modulation scheme B”.
  • Example 5 An example of operation different from Example 4 will be described with reference to FIG. Note that s1 (t) is a baseband signal (signal after mapping) of the modulation scheme 64QAM, the mapping method is as shown in FIG. 86, and k is as shown in equation (85). Further, s2 (t) is a modulation system 16QAM baseband signal (signal after mapping), the mapping method is as shown in FIG. 80, and g is as shown in Equation (79). Note that t is time, and in this embodiment, the time axis direction will be described as an example.
  • the power changing unit (8401A) receives the baseband signal (signal after mapping) 307A of the modulation scheme 64QAM and the control signal (8400), and sets a value for changing the set power based on the control signal (8400) to v Then, a signal (8402A) obtained by multiplying the baseband signal (signal after mapping) 307A of the modulation scheme 64QAM by v is output.
  • F is a precoding matrix in a method of regularly changing the phase of a modulated signal after precoding
  • y (t) is a phase change value for regularly changing the phase (y (t) is an absolute value)
  • the imaginary number is 1 (including a real number)
  • the reception state as shown in FIG. 83 is obtained, so that the reception quality of data in the reception device can be improved.
  • transmission power is generally controlled based on feedback information from a communication partner.
  • the feature of the present invention is that transmission power is controlled regardless of feedback information from a communication partner, and this point will be described in detail.
  • “values v and u for changing the power are set by the control signal (8400)”.
  • a control signal in order to further improve the reception quality of data in the receiving device
  • the setting of the values v and u for changing the power according to 8400 will be described in detail.
  • Example 5-1 Data used for generation of s1 and s2 when the transmission apparatus supports an error correction code having a plurality of block lengths (the number of bits constituting one block after encoding, which is also referred to as a code length)
  • a method for setting the average power (average value) of s1 and s2 in accordance with the block length of the error correction code applied to 1 will be described.
  • error correction codes include block codes such as tail bited turbo codes or duobinary turbo codes, and LDPC codes.
  • block codes such as tail bited turbo codes or duobinary turbo codes, and LDPC codes.
  • Encoded data that has been subjected to error correction encoding of a block length selected from a plurality of supported block lengths is distributed into two systems.
  • the encoded data distributed to the two systems is modulated by the s1 modulation method and the s2 modulation method, respectively, to generate baseband signals (mapped signals) s1 (t) and s2 (t).
  • the control signal (8400) is a signal indicating the block length of the selected error correction code
  • the power changing unit (8401A) sets a value v for changing the power according to the control signal (8400).
  • the power changing unit (8401B) sets a value u for changing the power in accordance with the control signal (8400).
  • a feature of the present invention is that the power changing units (8401A, 8401B) set values v and u for changing the power according to the selected block length indicated by the control signal (8400).
  • values for power change according to the block length X are described in the form of v LX and u LX , respectively.
  • the power change unit (8401A) sets the value v L1000 for changing the power
  • the power change unit (8401A) changes the power.
  • the power changing section (8401B) sets the value u L1000 for power changes, if 1500 is selected as the block length, the power changing section (8401B) is a power change When the value u L1500 for, and 3000 is selected as the block length, the power changing unit (8401B) sets the value u L3000 for changing the power.
  • v L1000 , v L1500 , v L3000 there are two in the set of (v L1000 , v L1500 , v L3000 ).
  • v LX and u LX are , the ratio of the average power values, 1: being set so as to satisfy w 2 are as described above.
  • the present invention is not limited to this, and in the transmission apparatus, when two or more code lengths can be set, a value u LX that can be set when power is set.
  • the transmitter selects one of the power change values u LX from among a plurality of settable power change values u LX , and changes the power. It is one important point that when the code length can be set in two or more in the transmission apparatus, there are two or more values v LX for power change that can be set.
  • the transmission apparatus can select one of the power change values v LX from a plurality of settable power change values v LX and perform the power change. It is a point.
  • Example 5-2 When the transmission apparatus supports error correction codes of a plurality of coding rates, the average power of s1 and s2 according to the coding rate of the error correction code applied to the data used for generating s1 and s2 A method of setting (average value) will be described.
  • error correction codes include block codes such as tail-biting turbo codes or duobinary turbo codes, and LDPC codes.
  • a plurality of encodings are available. Rate is supported.
  • Encoded data that has been subjected to error correction coding at a coding rate selected from a plurality of supported coding rates is distributed to two systems. The encoded data distributed to the two systems is modulated by the s1 modulation method and the s2 modulation method, respectively, to generate baseband signals (mapped signals) s1 (t) and s2 (t).
  • the control signal (8400) is a signal indicating the coding rate of the selected error correction code
  • the power changing unit (8401A) sets a value v for changing the power according to the control signal (8400).
  • the power changing unit (8401B) sets a value u for changing the power according to the control signal (8400).
  • a feature of the present invention is that the power changing units (8401A, 8401B) set the values v and u for changing the power according to the selected coding rate indicated by the control signal (8400).
  • values for changing the power according to the coding rate rx are described in the form of v rx and u rx , respectively.
  • the power changing unit (8401A) sets a value v r1 for changing the power
  • the power changing unit (8401A) sets the value v r3 for changing the power.
  • the power changing unit (8401B) sets a value u r1 for changing the power
  • the power changing unit (8401B) sets the value u r3 for changing the power.
  • the coding rates are 1/2, 2/3, and 3/4, respectively.
  • the case of three coding rates has been described as an example.
  • the present invention is not limited to this, and a value for power change that can be set when two or more coding rates can be set in the transmission apparatus.
  • the transmitting apparatus selects one of the power change values u rx that can be set from among a plurality of settable power change values u rx.
  • the power changeable value v rX is two or more.
  • the transmission apparatus can select one of the power change values v rX from among a plurality of settable power change values v rX and change the power. What you can do is also important. (Example 5-3) In order for the receiving apparatus to obtain better data reception quality, it is important to implement the following.
  • a method for setting the average power (average value) of s1 and s2 in accordance with the modulation scheme used for generating s1 and s2 when the transmission apparatus supports a plurality of modulation schemes will be described.
  • the modulation scheme of s1 is fixed to 64QAM, and the modulation scheme of s2 is changed from 16QAM to QPSK by a control signal (or either 16QAM or QPSK can be set).
  • the mapping method of s1 (t) is as shown in FIG. 86.
  • k is the equation (85).
  • the mapping method of s2 (t) is as shown in FIG. 80.
  • g is Equation (79)
  • the modulation scheme of s2 (t) is QPSK.
  • the mapping method of s2 (t) is as shown in FIG. 81.
  • h is assumed to be Expression (78).

Abstract

　第１の変調信号と第２の変調信号を同一周波数に同時に送信する送信方法であって、両信号に固定のプリコーディング行列を用いてプリコーディングするとともに、第１の変調信号または第２の変調信号の少なくとも一方の位相を規則的に切り替えて送信することで、受信装置において、データの受信品質が向上する。

Description

信号生成方法及び信号生成装置
（関連出願に関する言及）２０１１年２月１８日に出願された日本国特許出願２０１１－０３３７７１号、２０１１年３月９日に出願された日本国特許出願２０１１－０５１８４２号、２０１１年４月１９日に出願された日本国特許出願２０１１－０９３５４４号及び２０１１年４月２８日に出願された日本国特許出願２０１１－１０２１０１号に含まれる、特許請求の範囲、明細書、図面及び要約書の開示内容はすべて本願に援用される。
　本発明は、特にマルチアンテナを用いた通信を行う送信装置および受信装置に関する。
　従来、マルチアンテナを用いた通信方法として例えばＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ－Ｉｎｐｕｔ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅ－Ｏｕｔｐｕｔ）と呼ばれる通信方法がある。ＭＩＭＯに代表されるマルチアンテナ通信では、複数系列の送信データをそれぞれ変調し、各変調信号を異なるアンテナから同時に送信することで、データの通信速度を高めるようになっている。
　図２３は、送信アンテナ数２、受信アンテナ数２、送信変調信号（送信ストリーム）数２のときの送受信装置の構成の一例を示している。送信装置では、符号化されたデータをインタリーブし、インタリーブ後のデータを変調し、周波数変換等を行い送信信号が生成され、送信信号はアンテナから送信される。このとき、送信アンテナからそれぞれ異なる変調信号が同一時刻に同一周波数に送信する方式が空間多重ＭＩＭＯ方式である。
　このとき、特許文献１では送信アンテナごとに異なるインタリーブパターンを具備する送信装置が提案されている。つまり、図２３の送信装置において２つのインタリーブ（πａ、πｂ）が互いに異なるインタリーブパターンを有していることになる。そして、受信装置において、非特許文献１、非特許文献２に示されているように、ソフト値を用いた検波方法（図２３におけるＭＩＭＯ　ｄｅｔｅｃｔｏｒ）を、反復して行うことによって、受信品質が向上することになる。
　ところで、無線通信における実伝搬環境のモデルとして、レイリーフェージング環境で代表されるＮＬＯＳ（ｎｏｎ－ｌｉｎｅ　ｏｆ　ｓｉｇｈｔ）環境、ライスフェージング環境で代表されるＬＯＳ（ｌｉｎｅ　ｏｆ　ｓｉｇｈｔ）環境が存在する。送信装置においてシングルの変調信号を送信し、受信装置において複数のアンテナで受信した信号に対して最大比合成を行い、最大比合成後の信号に対して復調、及び復号を行う場合、ＬＯＳ環境、特に、散乱波の受信電力に対する直接波の受信電力の大きさを示すライスファクタが大きい環境では、良好な受信品質を得ることができる。しかし、伝送方式（例えば、空間多重ＭＩＭＯ伝送方式）によっては、ライスファクタが大きくなると受信品質が劣化するという問題が発生する。（非特許文献３参照）
　図２４の（Ａ）（Ｂ）は、レイリ－フェージング環境、及びライスファクタＫ＝３、１０、１６ｄＢのライスフェージング環境において、ＬＤＰＣ（ｌｏｗ－ｄｅｎｓｉｔｙ　ｐａｒｉｔｙ－ｃｈｅｃｋ）符号化されたデータを２×２（２アンテナ送信、２アンテナ受信）空間多重ＭＩＭＯ伝送した場合のＢＥＲ（Ｂｉｔ　Ｅｒｒｏｒ　Ｒａｔｅ）特性（縦軸：ＢＥＲ、横軸：ＳＮＲ（ｓｉｇｎａｌ－ｔｏ－ｎｏｉｓｅ　ｐｏｗｅｒ　ｒａｔｉｏ））のシミュレーション結果の一例を示している。図２４の（Ａ）は、反復検波を行わないＭａｘ－ｌｏｇ－ＡＰＰ（非特許文献１、非特許文献２参照）（ＡＰＰ：ａ　ｐｏｓｔｅｒｉｏｒ　ｐｒｏｂａｂｉｌｉｔｙ）のＢＥＲ特性、図２４の（Ｂ）は、反復検波を行ったＭａｘ－ｌｏｇ－ＡＰＰ（非特許文献１、非特許文献２参照）（反復回数５回）のＢＥＲ特性を示している。図２４（Ａ）（Ｂ）からわかるように、反復検波を行う、または行わないに関係なく、空間多重ＭＩＭＯシステムでは、ライスファクタが大きくなると受信品質が劣化することが確認できる。このことから、「空間多重ＭＩＭＯシステムでは、伝搬環境が安定的になると受信品質が劣化する」という従来のシングルの変調信号を送信するシステムにはない、空間多重ＭＩＭＯシステム固有の課題をもつことがわかる。
　放送やマルチキャスト通信は、いろいろな伝播環境に対応しなければならないサービスであり、ユーザが所持する受信機と放送局との間の電波伝搬環境はＬＯＳ環境であることは当然ありうる。前述の課題をもつ空間多重ＭＩＭＯシステムを、放送やマルチキャスト通信に用いた場合、受信機において、電波の受信電界強度は高いが、受信品質の劣化によりサービスを受けることができない、という現象が発生する可能性がある。つまり、空間多重ＭＩＭＯシステムを放送やマルチキャスト通信で用いるには、ＮＬＯＳ環境、及びＬＯＳ環境のいずれの場合においても、ある程度の受信品質が得られるＭＩＭＯ伝送方式の開発が望まれる。
　非特許文献８では、通信相手からのフィードバック情報からプリコーディングに用いるコードブック（プリコーディング行列（プリコーディングウェイト行列ともいう））を選択する方法について述べられているが、上記のように、放送やマルチキャスト通信のように、通信相手からのフィードバック情報が得られない状況において、プリコーディングを行う方法については全く記載されていない。
　一方、非特許文献４では、フィードバック情報が無い場合にも適用することができる、時間とともに、プリコーディング行列を切り替える方法について述べられている。この文献では、プリコーディングに用いる行列として、ユニタリ行列を用いること、また、ユニタリ行列をランダムに切り替えることについて述べられているが、上記で示したＬＯＳ環境での受信品質の劣化に対する適用方法については全く記載されていなく、単にランダムに切り替えることのみが記載されている。当然であるが、ＬＯＳ環境の受信品質の劣化を改善するためのプリコーディング方法、および、プリコーディング行列の構成方法に関する記述は一切されていない。
国際公開第２００５／０５０８８５号
"Ａｃｈｉｅｖｉｎｇ　ｎｅａｒ－ｃａｐａｃｉｔｙ　ｏｎ　ａ　ｍｕｌｔｉｐｌｅ－ａｎｔｅｎｎａ　ｃｈａｎｎｅｌ"　ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ　ｏｎ　ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，　ｖｏｌ．５１，　ｎｏ．３，　ｐｐ．３８９－３９９，　Ｍａｒｃｈ　２００３． "Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ　ａｎａｌｙｓｉｓ　ａｎｄ　ｄｅｓｉｇｎ　ｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎ　ｏｆ　ＬＤＰＣ－ｃｏｄｅｄ　ＭＩＭＯ　ＯＦＤＭ　ｓｙｓｔｅｍｓ"　ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ．　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ．，　ｖｏｌ．５２，　ｎｏ．２，　ｐｐ．３４８－３６１，　Ｆｅｂ．　２００４． "ＢＥＲ　ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ　ｅｖａｌｕａｔｉｏｎ　ｉｎ　２ｘ２　ＭＩＭＯ　ｓｐａｔｉａｌ　ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ　ｓｙｓｔｅｍｓ　ｕｎｄｅｒ　Ｒｉｃｉａｎ　ｆａｄｉｎｇ　ｃｈａｎｎｅｌｓ，"　ＩＥＩＣＥ　Ｔｒａｎｓ．　Ｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌｓ，　ｖｏｌ．Ｅ９１－Ａ，　ｎｏ．１０，　ｐｐ．２７９８－２８０７，　Ｏｃｔ．　２００８． "Ｔｕｒｂｏ　ｓｐａｃｅ－ｔｉｍｅ　ｃｏｄｅｓ　ｗｉｔｈ　ｔｉｍｅ　ｖａｒｙｉｎｇ　ｌｉｎｅａｒ　ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎｓ，　"ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ．　Ｗｉｒｅｌｅｓｓ　ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，　ｖｏｌ．６，　ｎｏ．２，　ｐｐ．４８６－４９３，　Ｆｅｂ．　２００７． "Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ　ｆｕｎｃｔｉｏｎ　ｆｏｒ　ＱＲ－ＭＬＤ　ｓｕｉｔａｂｌｅ　ｆｏｒ　ｓｏｆｔ－ｄｅｃｉｓｉｏｎ　ｔｕｒｂｏ　ｄｅｃｏｄｉｎｇ　ａｎｄ　ｉｔｓ　ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ，"　ＩＥＩＣＥ　Ｔｒａｎｓ．　Ｃｏｍｍｕｎ．，　ｖｏｌ．Ｅ８８－Ｂ，　ｎｏ．１，　ｐｐ．４７－５７，　Ｊａｎ．　２００４． 「Ｓｈａｎｎｏｎ限界への道標："Ｐａｒａｌｌｅｌ　ｃｏｎｃａｔｅｎａｔｅｄ　（Ｔｕｒｂｏ）　ｃｏｄｉｎｇ"，　"Ｔｕｒｂｏ　（ｉｔｅｒａｔｉｖｅ）　ｄｅｃｏｄｉｎｇ"とその周辺」電子情報通信学会、信学技法ＩＴ９８－５１ "Ａｄｖａｎｃｅｄ　ｓｉｇｎａｌ　ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　ｆｏｒ　ＰＬＣｓ：　Ｗａｖｅｌｅｔ－ＯＦＤＭ，"　Ｐｒｏｃ．　ｏｆ　ＩＥＥＥ　Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ　ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ　ｏｎ　ＩＳＰＬＣ　２００８，　ｐｐ．１８７－１９２，　２００８． Ｄ．　Ｊ．　Ｌｏｖｅ，　ａｎｄ　Ｒ．　Ｗ．　ｈｅａｔｈ，　Ｊｒ．，　"Ｌｉｍｉｔｅｄ　ｆｅｅｄｂａｃｋ　ｕｎｉｔａｒｙ　ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ　ｆｏｒ　ｓｐａｔｉａｌ　ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ　ｓｙｓｔｅｍｓ，"　ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ．　Ｉｎｆ．　Ｔｈｅｏｒｙ，　ｖｏｌ．５１，　ｎｏ．８，　ｐｐ．２９６７－１９７６，　Ａｕｇ．　２００５． ＤＶＢ　Ｄｏｃｕｍｅｎｔ　Ａ１２２，　Ｆｒａｍｉｎｇ　ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ，　ｃｈａｎｎｅｌ　ｃｏｄｉｎｇ　ａｎｄ　ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ　ｆｏｒ　ａ　ｓｅｃｏｎｄ　ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ　ｄｉｇｉｔａｌ　ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ　ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ　ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ　ｓｙｓｔｅ，ｍ　（ＤＶＢ－Ｔ２），　Ｊｕｎｅ　２００８． Ｌ．　Ｖａｎｇｅｌｉｓｔａ，　Ｎ．　Ｂｅｎｖｅｎｕｔｏ，　ａｎｄ　Ｓ．　Ｔｏｍａｓｉｎ，　"Ｋｅｙ　ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ　ｆｏｒ　ｎｅｘｔ－ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ　ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ　ｄｉｇｉｔａｌ　ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ　ｓｔａｎｄａｒｄ　ＤＶＢ－Ｔ２，"　ＩＥＥＥ　Ｃｏｍｍｕｎ．　Ｍａｇａｚｉｎｅ，　ｖｏ．４７，　ｎｏ．１０，　ｐｐ．１４６－１５３，　Ｏｃｔ．　２００９． Ｔ．　Ｏｈｇａｎｅ，　Ｔ．　Ｎｉｓｈｉｍｕｒａ，　ａｎｄ　Ｙ．　Ｏｇａｗａ，　"Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　ｏｆ　ｓｐａｃｅ　ｄｉｖｉｓｉｏｎ　ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ　ａｎｄ　ｔｈｏｓｅ　ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ　ｉｎ　ａ　ＭＩＭＯ　ｃｈａｎｎｅｌ，"　ＩＥＩＣＥ　Ｔｒａｎｓ．　Ｃｏｍｍｕｎ．，　ｖｏ．８８－Ｂ，　ｎｏ．５，　ｐｐ．１８４３－１８５１，　Ｍａｙ　２００５． Ｒ．　Ｇ．　Ｇａｌｌａｇｅｒ，　"Ｌｏｗ－ｄｅｎｓｉｔｙ　ｐａｒｉｔｙ－ｃｈｅｃｋ　ｃｏｄｅｓ，"　ＩＲＥ　Ｔｒａｎｓ．　Ｉｎｆｏｒｍ．　Ｔｈｅｏｒｙ，　ＩＴ－８，　ｐｐ－２１－２８，　１９６２． Ｄ．　Ｊ．　Ｃ．　Ｍａｃｋａｙ，　"Ｇｏｏｄ　ｅｒｒｏｒ－ｃｏｒｒｅｃｔｉｎｇ　ｃｏｄｅｓ　ｂａｓｅｄ　ｏｎ　ｖｅｒｙ　ｓｐａｒｓｅ　ｍａｔｒｉｃｅｓ，"　ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ．　Ｉｎｆｏｒｍ．　Ｔｈｅｏｒｙ，　ｖｏｌ．４５，　ｎｏ．２，　ｐｐ３９９－４３１，　Ｍａｒｃｈ　１９９９． ＥＴＳＩ　ＥＮ　３０２　３０７，　"Ｓｅｃｏｎｄ　ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ　ｆｒａｍｉｎｇ　ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ，　ｃｈａｎｎｅｌ　ｃｏｄｉｎｇ　ａｎｄ　ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ　ｓｙｓｔｅｍｓ　ｆｏｒ　ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ，　ｉｎｔｅｒａｃｔｉｖｅ　ｓｅｒｖｉｃｅｓ，　ｎｅｗｓ　ｇａｔｈｅｒｉｎｇ　ａｎｄ　ｏｔｈｅｒ　ｂｒｏａｄｂａｎｄ　ｓａｔｅｌｌｉｔｅ　ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ，　"　ｖ．１．１．２，　Ｊｕｎｅ　２００６． Ｙ．－Ｌ．　Ｕｅｎｇ，　ａｎｄ　Ｃ．－Ｃ．　Ｃｈｅｎｇ，　"ａ　ｆａｓｔ－ｃｏｎｖｅｒｇｅｎｃｅ　ｄｅｃｏｄｉｎｇ　ｍｅｔｈｏｄ　ａｎｄ　ｍｅｍｏｒｙ－ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ　ＶＬＳＩ　ｄｅｃｏｄｅｒ　ａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅ　ｆｏｒ　ｉｒｒｅｇｕｌａｒ　ＬＤＰＣ　ｃｏｄｅｓ　ｉｎ　ｔｈｅ　ＩＥＥＥ　８０２．１６ｅ　ｓｔａｎｄａｒｄｓ，"　ＩＥＥＥ　ＶＴＣ－２００７　Ｆａｌｌ，　ｐｐ．１２５５－１２５９． Ｓ．Ｍ．Ａｌａｍｏｕｔｉ、　"Ａ　ｓｉｍｐｌｅ　ｔｒａｎｓｍｉｔ　ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ　ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ　ｆｏｒ　ｗｉｒｅｌｅｓｓ　ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，"ＩＥＥＥ　Ｊ．　Ｓｅｌｅｃｔ．　Ａｒｅａｓ　Ｃｏｍｍｕｎ．，　ｖｏｌ．１６，　ｎｏ．８，　ｐｐ．１４５１－１４５８，　Ｏｃｔ　１９９８． Ｖ．　Ｔａｒｏｋｈ，　Ｈ．　Ｊａｆｒｋｈａｎｉ，　ａｎｄ　Ａ．Ｒ．Ｃａｌｄｅｒｂａｎｋ、　"Ｓｐａｃｅ－ｔｉｍｅ　ｂｌｏｃｋ　ｃｏｄｉｎｇ　ｆｏｒ　ｗｉｒｅｌｅｓｓ　ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ：　Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ　ｒｅｓｕｌｔｓ、"ＩＥＥＥ　Ｊ．　Ｓｅｌｅｃｔ．　Ａｒｅａｓ　Ｃｏｍｍｕｎ．，　ｖｏｌ.１７，　ｎｏ．３，　no.３，　ｐｐ．４５１―４６０，　Ｍａｒｃｈ １９９９．
　本発明は、ＬＯＳ環境における受信品質を改善することが可能なＭＩＭＯシステムを提供することを目的とする。
　本発明に係る信号生成方法は、複数のベースバンド信号から同一の周波数帯域かつ同一の時刻に送信される複複数のベースバンド信号から同一の周波数帯域かつ同一の時刻に送信される複数の信号を生成する信号生成方法であって、第１の複数ビットから生成された第１のベースバンド信号ｓ１と第２の複数ビットから生成された第２のベースバンド信号ｓ２との両方に対して位相変更を行い、位相変更後の第１のベースバンド信号ｓ１’と位相変更後の第２のベースバンド信号ｓ２’とを生成し、前記位相変更後の第１のベースバンド信号ｓ１’をu倍し、前記位相変更後の第２のベースバンド信号ｓ２’をｖ倍し、ｕとｖとは互いに異なる実数であり、前記位相変更後の第１のベースバンド信号ｓ１’をu倍した信号と、前記位相変更後の第２のベースバンド信号ｓ２’をｖ倍した信号とに対して、所定の行列Ｆに応じた重み付け合成を行い、第１の重み付け合成信号ｚ１と第２の重み付け合成信号ｚ２を、前記同一の周波数帯域かつ同一の時刻に送信される複数の信号として生成し、前記第１の重み付け合成信号ｚ１及び前記第２の重み付け合成信号ｚ２は、（ｚ１、ｚ２）Ｔ＝Ｆ（ｕ×ｓ１’、ｖ×ｓ２’）Ｔを満たし、前記ｕ倍された第１のベースバンド信号ｓ１及び前記ｖ倍された第２のベースバンド信号ｓ２に対して施される位相変更量は、それぞれＮ個の位相変更量の候補を切り替えながら選択された一つの位相変更量であり、前記Ｎ個の位相変更量のそれぞれは、所定の期間内で少なくとも一回選択されることを特徴とする。
　また、本発明に係る信号生成装置は、複数のベースバンド信号から同一の周波数帯域かつ同一の時刻に送信される複数の信号を生成する信号生成装置であって、第１の複数ビットから生成された第１のベースバンド信号ｓ１と第２の複数ビットから生成された第２のベースバンド信号ｓ２との両方に対して位相変更を行い、位相変更後の第１のベースバンド信号ｓ１’と位相変更後の第２のベースバンド信号ｓ２’とを生成する位相変更部と、前記位相変更後の第１のベースバンド信号ｓ１’をu倍し、前記位相変更後の第２のベースバンド信号ｓ２’をｖ倍し、ｕとｖとは互いに異なる実数であるパワー変更部と、前記位相変更後の第１のベースバンド信号ｓ１’をu倍した信号と、前記位相変更後の第２のベースバンド信号ｓ２’をｖ倍した信号とに対して、所定の行列Ｆに応じた重み付け合成を行い、第１の重み付け合成信号ｚ１と第２の重み付け合成信号ｚ２を、前記同一の周波数帯域かつ同一の時刻に送信される複数の信号として生成する重み付け合成部とを備え、前記第１の重み付け合成信号ｚ１及び前記第２の重み付け合成信号ｚ２は、（ｚ１、ｚ２）Ｔ＝Ｆ（ｕ×ｓ１’、ｖ×ｓ２’）Ｔを満たし、前記ｕ倍された第１のベースバンド信号ｓ１及び前記ｖ倍された第２のベースバンド信号ｓ２に対して施される位相変更量は、それぞれＮ個の位相変更量の候補を切り替えながら選択された一つの位相変更量であり、前記Ｎ個の位相変更量の候補のそれぞれは、所定の期間内で少なくとも一回選択されることを特徴とする。
　このように本発明によれば、ＬＯＳ環境における受信品質の劣化を改善する信号生成方法、信号生成装置を提供することができるため、放送やマルチキャスト通信において見通し内のユーザに対して、品質の高いサービスを提供することができる。
空間多重ＭＩＭＯ伝送システムにおける送受信装置の構成の例 フレーム構成の一例 位相変更方法適用時の送信装置の構成の例 位相変更方法適用時の送信装置の構成の例 フレーム構成の例 位相変更方法の例 受信装置の構成例 受信装置の信号処理部の構成例 受信装置の信号処理部の構成例 復号処理方法 受信状態の例 位相変更方法適用時の送信装置の構成の例 位相変更方法適用時の送信装置の構成の例 フレーム構成の例 フレーム構成の例 フレーム構成の例 フレーム構成の例 フレーム構成の例 マッピング方法の一例 マッピング方法の一例 重み付け合成部の構成の例 シンボルの並び換え方法の一例 空間多重ＭＩＭＯ伝送システムにおける送受信装置の構成の例 ＢＥＲ特性例 位相変更方法の例 位相変更方法の例 位相変更方法の例 位相変更方法の例 位相変更方法の例 高い受信品質が得られる変調信号のシンボル配置例 高い受信品質が得られる変調信号のフレーム構成例 高い受信品質が得られる変調信号のシンボル配置例 高い受信品質が得られる変調信号のシンボル配置例 ブロック符号を用いた場合の１つの符号化後のブロックに必要なシンボル数、スロット数の変化例 ブロック符号を用いた場合の２つの符号化後のブロックに必要なシンボル数、スロット数の変化例 デジタル放送用システムの全体構成図 受信機の構成例を示すブロック図 多重化データの構成を示す図 各ストリームが多重化データにおいてどのように多重化されているかを模式的に示す図 ＰＥＳパケット列に、ビデオストリームがどのように格納されているかを示す詳細図 多重化データにおけるＴＳパケットとソースパケットの構造を示す図 ＰＭＴのデータ構成を示す図 多重化データ情報の内部構成を示す図 ストリーム属性情報の内部構成を示す図 映像表示、音声出力装置の構成図 通信システムの構成の一例 高い受信品質が得られる変調信号のシンボル配置例 高い受信品質が得られる変調信号のシンボル配置例 高い受信品質が得られる変調信号のシンボル配置例 高い受信品質が得られる変調信号のシンボル配置例 送信装置の構成の例 送信装置の構成の例 送信装置の構成の例 送信装置の構成の例 ベースバンド信号入れ替え部を示す図 送信装置の構成の例 分配部の動作の一例 分配部の動作の別例 基地局及び端末の関係を示す通信システムの一例 送信信号の周波数割り当ての一例 送信信号の周波数割り当ての一例 基地局と、中継器と、端末の関係を示す通信システムの一例 基地局からの送信信号の周波数割り当ての一例 中継器からの送信信号の周波数割り当ての一例 中継器の受信部と送信部の構成の一例 基地局が送信する信号のデータフォーマットの一例 送信装置の構成の例 ベースバンド信号入れ替え部を示す図 重み付け、ベースバンド信号の入れ替え、位相変更方法の一例 ＯＦＤＭ方式を用いた送信装置の構成の例 フレーム構成の例 変調方式に応じたスロット数と位相変更値の例 変調方式に応じたスロット数と位相変更値の例 ＤＶＢ－Ｔ２規格における、放送局が送信する信号のフレーム構成の概要 同一時刻に２種類以上の信号が存在する例 送信装置の構成の例 フレーム構成の例 フレーム構成の例 フレーム構成の例 Ｉ－Ｑ平面における１６ＱＡＭの場合の信号点配置の例 Ｉ－Ｑ平面におけるＱＰＳＫの場合の信号点配置の例 受信装置が得た対数尤度比の絶対値を模式的に示す例 受信装置が得る対数尤度比の絶対値の好適な例 重み付け合成部に関連する信号処理部の構成の例 重み付け合成部に関連する信号処理部の構成の例 Ｉ－Ｑ平面における６４ＱＡＭの場合の信号点配置の例 時間毎の変調方式、パワー変更値、位相変更値の設定例 時間毎の変調方式、パワー変更値、位相変更値の設定例 重み付け合成部に関連する信号処理部の構成の例 重み付け合成部に関連する信号処理部の構成の例 時間毎の変調方式、パワー変更値、位相変更値の設定例 時間毎の変調方式、パワー変更値、位相変更値の設定例 重み付け合成部に関連する信号処理部の構成の例 Ｉ－Ｑ平面における１６ＱＡＭ及びＱＰＳＫの信号点配置の例 Ｉ－Ｑ平面における１６ＱＡＭ及びＱＰＳＫの信号点配置の例
　以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
（実施の形態１）
　本実施の形態の送信方法、送信装置、受信方法、受信装置について詳しく説明する。
　本説明を行う前に、従来システムである空間多重ＭＩＭＯ伝送システムにおける、送信方法、復号方法の概要について説明する。
　ＮｔｘＮｒ空間多重ＭＩＭＯシステムの構成を図１に示す。情報ベクトルｚは、符号化およびインタリーブが施される。そして、インタリーブの出力として、符号化後ビットのベクトルｕ＝（ｕ１，…，ｕＮｔ）が得られる。ただし、ｕｉ＝（ｕｉ１，…，ｕｉＭ）とする（Ｍ：シンボル当たりの送信ビット数）。送信ベクトルｓ＝（ｓ１，…，ｓＮｔ）Ｔとすると送信アンテナ＃ｉから送信信号ｓｉ＝ｍａｐ（ｕｉ）とあらわし、送信エネルギーを正規化するとＥ｛｜ｓｉ｜２｝＝Ｅｓ／Ｎｔとあらわされる（Ｅｓ：チャネル当たりの総エネルギー）。そして、受信ベクトルをｙ＝（ｙ１，…，ｙＮｒ）Ｔとすると、式（１）のようにあらわされる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　このとき、ＨＮｔＮｒはチャネル行列、ｎ＝（ｎ１，…，ｎＮｒ）Ｔはノイズベクトルであり、ｎｉは平均値０、分散σ２のｉ．ｉ．ｄ．複素ガウス雑音である。受信機で導入する送信シンボルと受信シンボルの関係から、受信ベクトルに関する確率は、式（２）のように多次元ガウス分布で与えることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　ここで、ｏｕｔｅｒ　ｓｏｆｔ－ｉｎ／ｓｏｆｔ－ｏｕｔデコーダとＭＩＭＯ検波からなる図１のような反復復号を行う受信機を考える。図１における対数尤度比のベクトル（Ｌ－ｖａｌｕｅ）は式（３）－（５）のようにあらわされる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
＜反復検波方法＞
　ここでは、ＮｔｘＮｒ空間多重ＭＩＭＯシステムにおけるＭＩＭＯ信号の反復検波について述べる。
ｕｍｎの対数尤度比を式（６）のように定義する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
ベイズの定理より、式（６）は、式（７）のようにあらわすことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　ただし、Ｕｍｎ，±1＝｛ｕ｜ｕｍｎ＝±１｝とする。そして、ｌｎΣａｊ～ｍａｘ　ｌｎ　ａｊで近似すると式（７）は式（８）のように近似することができる。なお、上の「～」の記号は近似を意味する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　式（８）におけるＰ（ｕ｜ｕｍｎ）とｌｎ　Ｐ（ｕ｜ｕｍｎ）は以下のようにあらわされる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　ところで、式（２）で定義した式の対数確率は式（１２）のようにあらわされる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　したがって、式（７），（１３）から、ＭＡＰ、または、ＡＰＰ（ａ　ｐｏｓｔｅｒｉｏｒｉ　ｐｒｏｂａｂｉｌｉｔｙ）では、事後のＬ－ｖａｌｕｅは、以下のようにあらわされる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　以降では、反復ＡＰＰ復号と呼ぶ。また、式（８），（１２）から、Ｍａｘ－Ｌｏｇ近似に基づく対数尤度比（Ｍａｘ－Ｌｏｇ　ＡＰＰ）では、事後のＬ－ｖａｌｕｅは、以下のようにあらわされる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　以降では、反復Ｍａｘ－ｌｏｇ　ＡＰＰ復号と呼ぶ。そして、反復復号のシステムで必要とする外部情報は、式（１３）または（１４）から事前入力を減算することで、求めることができる。
＜システムモデル＞
　図２３に、以降の説明につながるシステムの基本構成を示す。ここでは、２×２空間多重ＭＩＭＯシステムとし、ストリームＡ，Ｂではそれぞれにｏｕｔｅｒエンコーダがあり、２つのｏｕｔｅｒエンコーダは同一のＬＤＰＣ符号のエンコーダとする（ここではｏｕｔｅｒエンコーダとしてＬＤＰＣ符号のエンコーダを用いる構成を例に挙げて説明するが、ｏｕｔｅｒエンコーダが用いる誤り訂正符号はＬＤＰＣ符号に限ったものではなく、ターボ符号、畳み込み符号、ＬＤＰＣ畳み込み符号等の他の誤り訂正符号を用いても同様に実施することができる。また、ｏｕｔｅｒエンコーダは、送信アンテナごとに有する構成としているがこれに限ったものではなく、送信アンテナが複数であっても、ｏｕｔｅｒエンコーダは一つであってもよく、また、送信アンテナ数より多くのｏｕｔｅｒエンコーダを有していてもよい。）。そして、ストリームＡ，Ｂではそれぞれにインタリーバ（πａ，πｂ）がある。ここでは、変調方式を２ｈ－ＱＡＭとする（１シンボルでｈビットを送信することになる。）。
　受信機では、上述のＭＩＭＯ信号の反復検波（反復ＡＰＰ（またはＭａｘ－ｌｏｇ　ＡＰＰ）復号）を行うものとする。そして、ＬＤＰＣ符号の復号としては、例えば、ｓｕｍ－ｐｒｏｄｕｃｔ復号を行うものとする。
　図２はフレーム構成を示しており、インタリーブ後のシンボルの順番を記載している。このとき、以下の式のように（ｉａ，ｊａ），（ｉｂ，ｊｂ）をあらわすものとする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
　このとき、ｉａ，ｉｂ：インタリーブ後のシンボルの順番、ｊａ，ｊｂ：変調方式におけるビット位置（ｊａ，ｊｂ＝１，・・・，ｈ）、πａ，πｂ：ストリームＡ，Ｂのインタリーバ、Ωａ ｉａ，ｊａ，Ωｂ ｉｂ，ｊｂ：ストリームＡ，Ｂのインタリーブ前のデータの順番、を示している。ただし、図２では、ｉａ＝ｉｂのときのフレーム構成を示している。
＜反復復号＞
　ここでは、受信機におけるＬＤＰＣ符号の復号で用いるｓｕｍ－ｐｒｏｄｕｃｔ復号およびＭＩＭＯ信号の反復検波のアルゴリズムについて詳しく述べる。
　ｓｕｍ－ｐｒｏｄｕｃｔ復号
　２元ＭｘＮ行列Ｈ＝｛Ｈｍｎ｝を復号対象とするＬＤＰＣ符号の検査行列とする。集合［１，Ｎ］＝｛１，２，・・・，Ｎ｝の部分集合Ａ（ｍ），Ｂ（ｎ）を次式のように定義する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
　このとき、Ａ（ｍ）は検査行列Ｈのｍ行目において、１である列インデックスの集合を意味し、Ｂ（ｎ）は検査行列Ｈのｎ行目において１である行インデックスの集合である。ｓｕｍ－ｐｒｏｄｕｃｔ復号のアルゴリズムは以下のとおりである。
Ｓｔｅｐ　Ａ・１（初期化）：Ｈｍｎ＝１を満たす全ての組（ｍ，ｎ）に対して事前値対数比βｍｎ＝０とする。ループ変数（反復回数）ｌｓｕｍ＝１とし、ループ最大回数をｌｓｕｍ，ｍａｘと設定する。
Ｓｔｅｐ　Ａ・２（行処理）：ｍ＝１，２，・・・，Ｍの順にＨｍｎ＝１を満たす全ての組（ｍ，ｎ）に対して、以下の更新式を用いて外部値対数比αｍｎを更新する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
　このとき、ｆはＧａｌｌａｇｅｒの関数である。そして、λｎの求め方については以降で詳しく説明する。
Ｓｔｅｐ　Ａ・３（列処理）：ｎ＝１，２，・・・，Ｎの順にＨｍｎ＝１を満たす全ての組（ｍ，ｎ）に対して、以下の更新式を用いて外部値対数比βｍｎを更新する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000023
Ｓｔｅｐ　Ａ・４（対数尤度比の計算）：ｎ∈［１，Ｎ］について対数尤度比Ｌｎを以下のように求める。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000024
Ｓｔｅｐ　Ａ・５（反復回数のカウント）：もしｌｓｕｍ＜ｌｓｕｍ，ｍａｘならばｌｓｕｍをインクリメントして、ｓｔｅｐ　Ａ・２に戻る。ｌｓｕｍ＝ｌｓｕｍ，ｍａｘの場合、この回のｓｕｍ－ｐｒｏｄｕｃｔ復号は終了する。
　以上が、１回のｓｕｍ－ｐｒｏｄｕｃｔ復号の動作である。その後、ＭＩＭＯ信号の反復検波が行われる。上述のｓｕｍ－ｐｒｏｄｕｃｔ復号の動作の説明で用いた変数ｍ，ｎ，αｍｎ，βｍｎ，λｎ，Ｌｎにおいて、ストリームＡにおける変数をｍａ，ｎａ，αａ ｍａｎａ，βａ ｍａｎａ，λｎａ，Ｌｎａ、ストリームＢにおける変数をｍｂ，ｎｂ，αｂ ｍｂｎｂ，βｂ ｍｂｎｂ，λｎｂ，Ｌｎｂであらわすものとする。
＜ＭＩＭＯ信号の反復検波＞
　ここでは、ＭＩＭＯ信号の反復検波におけるλｎの求め方について詳しく説明する。
　　式（１）から、次式が成立する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000025
図２のフレーム構成から、式（１６）（１７）から、以下の関係式が成立する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000026
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000027
このとき、ｎａ，ｎｂ∈［１，Ｎ］となる。以降では、ＭＩＭＯ信号の反復検波の反復回数ｋのときのλｎａ，Ｌｎａ，λｎｂ，Ｌｎｂをそれぞれλｋ，ｎａ，Ｌｋ，ｎａ，λｋ，ｎｂ，Ｌｋ，ｎｂとあらわすものとする。
　Ｓｔｅｐ　Ｂ・１（初期検波；ｋ＝０）：初期検波のとき、λ0，ｎａ，λ0，ｎｂを以下のように求める。
反復ＡＰＰ復号のとき：
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000028
反復Ｍａｘ－ｌｏｇ　ＡＰＰ復号のとき：
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000029
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000030
ただし、Ｘ＝ａ，ｂとする。そして、ＭＩＭＯ信号の反復検波の反復回数をｌｍｉｍｏ＝０とし、反復回数の最大回数をｌｍｉｍｏ，ｍａｘと設定する。
　Ｓｔｅｐ　Ｂ・２（反復検波；反復回数ｋ）：反復回数ｋのときのλｋ，ｎａ，λｋ，ｎｂは、式（１１）（１３）－（１５）（１６）（１７）から式（３１）－（３４）のようにあらわされる。ただし、（Ｘ，Ｙ）＝（ａ，ｂ）（ｂ，ａ）となる。
反復ＡＰＰ復号のとき：
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000031
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000032
反復Ｍａｘ－ｌｏｇ　ＡＰＰ復号のとき：
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000033
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000034
Ｓｔｅｐ　Ｂ・３（反復回数のカウント、符号語推定）：もしｌｍｉｍｏ＜ｌｍｉｍｏ，ｍａｘならばｌｍｉｍｏをインクリメントして、ｓｔｅｐ　Ｂ・２に戻る。ｌｍｉｍｏ＝ｌｍｉｍｏ，ｍａｘの場合、推定符号語を以下のようにもとめる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000035
　ただし、Ｘ＝ａ，ｂとする。
　図３は、本実施の形態における送信装置３００の構成の一例である。符号化部３０２Ａは、情報（データ）３０１Ａ、フレーム構成信号３１３を入力とし、フレーム構成信号３１３（符号化部３０２Ａがデータの誤り訂正符号化に使用する誤り訂正方式、符号化率、ブロック長等の情報が含まれており、フレーム構成信号３１３が指定した方式を用いることになる。また、誤り訂正方式は、切り替えても良い。）にしたがい、例えば、畳み込み符号、ＬＤＰＣ符号、ターボ符号等の誤り訂正符号化を行い、符号化後のデータ３０３Ａを出力する。
　インタリーバ３０４Ａは、符号化後のデータ３０３Ａ、フレーム構成信号３１３を入力とし、インタリーブ、つまり、順番の並び替えを行い、インタリーブ後のデータ３０５Ａを出力する。（フレーム構成信号３１３に基づき、インタリーブの方法は、切り替えても良い。）
　マッピング部３０６Ａは、インタリーブ後のデータ３０５Ａ、フレーム構成信号３１３を入力とし、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）、１６ＱＡＭ（１６　Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）、６４ＱＡＭ（６４　Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）等の変調を施し、ベースバンド信号３０７Ａを出力する。（フレーム構成信号３１３に基づき、変調方式は、切り替えても良い。）
　図１９は、ＱＰＳＫ変調におけるベースバンド信号を構成する同相成分Ｉと直交成分ＱのＩＱ平面におけるマッピング方法の一例としている。例えば、図１９（Ａ）のように、入力データが「００」の場合、Ｉ＝１．０、Ｑ＝１．０が出力され、以下同様に、入力データが「０１」の場合、Ｉ＝―１．０、Ｑ＝１．０が出力され、・・・、が出力される。図１９（Ｂ）は、図１９（Ａ）とは異なるＱＰＳＫ変調のＩＱ平面におけるマッピング方法の例であり、図１９（Ｂ）が図１９（Ａ）と異なる点は、図１９（Ａ）における信号点が、原点を中心に回転させることで図１９（Ｂ）の信号点を得ることができる。このようなコンスタレーションの回転方法については、非特許文献９、非特許文献１０に示されており、また、非特許文献９、非特許文献１０に示されているCyclic Q Delayを適用してもよい。図１９とは別の例として、図２０に１６ＱＡＭのときのＩＱ平面における信号点配置を示しており、図１９（Ａ）に相当する例が図２０（Ａ）であり、図１９（Ｂ）に相当する例が図２０（Ｂ）となる。
　符号化部３０２Ｂは、情報（データ）３０１Ｂ、フレーム構成信号３１３を入力とし、フレーム構成信号３１３（使用する誤り訂正方式、符号化率、ブロック長等の情報が含まれており、フレーム構成信号３１３が指定した方式を用いることになる。また、誤り訂正方式は、切り替えても良い。）にしたがい、例えば、畳み込み符号、ＬＤＰＣ符号、ターボ符号等の誤り訂正符号化を行い、符号化後のデータ３０３Ｂを出力する。
　インタリーバ３０４Ｂは、符号化後のデータ３０３Ｂ、フレーム構成信号３１３を入力とし、インタリーブ、つまり、順番の並び替えを行い、インタリーブ後のデータ３０５Ｂを出力する。（フレーム構成信号３１３に基づき、インタリーブの方法は、切り替えても良い。）
　マッピング部３０６Ｂは、インタリーブ後のデータ３０５Ｂ、フレーム構成信号３１３を入力とし、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）、１６ＱＡＭ（１６　Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）、６４ＱＡＭ（６４　Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）等の変調を施し、ベースバンド信号３０７Ｂを出力する。（フレーム構成信号３１３に基づき、変調方式は、切り替えても良い。）
　信号処理方法情報生成部３１４は、フレーム構成信号３１３を入力とし、フレーム構成信号３１３に基づいた信号処理方法に関する情報３１５を出力する。なお、信号処理方法に関する情報３１５は、どのプリコーディング行列を固定的に用いるのかを指定する情報と、位相を変更する位相変更パターンの情報を含む。
　重み付け合成部３０８Ａは、ベースバンド信号３０７Ａ、ベースバンド信号３０７Ｂ、信号処理方法に関する情報３１５を入力とし、信号処理方法に関する情報３１５に基づいて、ベースバンド信号３０７Ａおよびベースバンド信号３０７Ｂを重み付け合成し、重み付け合成後の信号３０９Ａを出力する。なお、重み付け合成の方法の詳細については、後で詳しく説明する。
　無線部３１０Ａは、重み付け合成後の信号３０９Ａを入力とし、直交変調、帯域制限、周波数変換、増幅等の処理を施し、送信信号３１１Ａを出力し、送信信号３１１Ａは、アンテナ３１２Ａから電波として出力される。
　重み付け合成部３０８Ｂは、ベースバンド信号３０７Ａ、ベースバンド信号３０７Ｂ、信号処理方法に関する情報３１５を入力とし、信号処理方法に関する情報３１５に基づいて、ベースバンド信号３０７Ａおよびベースバンド信号３０７Ｂを重み付け合成し、重み付け合成後の信号３１６Ｂを出力する。
　図２１に重み付け合成部（３０８Ａ、３０８Ｂ）の構成を示す。図２１において点線で囲まれる領域が重み付け合成部となる。ベースバンド信号３０７Ａは、ｗ１１と乗算し、ｗ１１・ｓ１（ｔ）を生成し、ｗ２１と乗算し、ｗ２１・ｓ１（ｔ）を生成する。同様に、ベースバンド信号３０７Ｂは、ｗ１２と乗算し、ｗ１２・ｓ２（ｔ）を生成し、ｗ２２と乗算し、ｗ２２・ｓ２（ｔ）を生成する。次に、ｚ１（ｔ）＝ｗ１１・ｓ１（ｔ）＋ｗ１２・ｓ２（ｔ）、ｚ２（ｔ）＝ｗ２１・ｓ１（ｔ）＋ｗ２２・ｓ２（ｔ）を得る。このとき、ｓ１（ｔ）およびｓ２（ｔ）は、上記の説明からわかるように、ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）、ＱＰＳＫ、８ＰＳＫ（8 Phase Shift Keying）、１６ＱＡＭ、３２ＱＡＭ（32 Quadrature Amplitude Modulation）、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭ、１６ＡＰＳＫ（16 Amplitude Phase Shift Keying）等の変調方式のベースバンド信号となる。
　ここで、両重み付け合成部は、固定のプリコーディング行列を用いて重み付けを実行するものとし、プリコーディング行列としては、一例として、下記式（３７）又は式（３８）の条件のもと、式（３６）を用いる方法がある。但し、これは一例であり、αの値は、式（３７）、式（３８）に限ったものではなく、別の値、例えば、αを１、としてもよい。
　なお、プリコーディング行列は、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000036
　但し、上記式（３６）において、αは、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000037
　である。
　あるいは、上記式（３６）において、αは、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000038
　である。
　なお、プリコーディング行列は、式（３６）に限ったものではなく、式（３９）に示すものを用いてもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000039
　この式（３９）において、ａ＝Ａｅｊδ１１、ｂ＝Ｂｅｊδ１２、ｃ＝Ｃｅｊδ２１、ｄ＝Ｄｅｊδ２２であらわされればよい。また、ａ、ｂ、ｃ、ｄのいずれか一つが「ゼロ」であってもよい。例えば、（１）ａがゼロであり、ｂ、ｃ、ｄはゼロでない、（２）ｂがゼロであり、ａ、ｃ、ｄはゼロでない、（３）ｃがゼロであり、ａ、ｂ、ｄはゼロでない、（４）ｄがゼロであり、ａ、ｂ、ｃはゼロでない、という構成であってもよい。
　なお、変調方式、誤り訂正符号、その符号化率のいずれかを変更した時は、使用するプリコーディング行列を設定、変更し、そのプリコーディング行列を固定的に使用してもよい。
　位相変更部３１７Ｂは、重み付け合成後の信号３１６Ｂ及び信号処理方法に関する情報３１５を入力とし、当該信号３１６Ｂの位相を規則的に変更して出力する。規則的に変更するとは、予め定められた周期（例えば、ｎ個のシンボル毎（ｎは１以上の整数）あるいは予め定められた時間毎）で、予め定められた位相変更パターンに従って位相を変更する。位相変更パターンの詳細については、下記実施の形態４において説明する。
　無線部３１０Ｂは、位相変更後の信号３０９Ｂを入力とし、直交変調、帯域制限、周波数変換、増幅等の処理を施し、送信信号３１１Ｂを出力し、送信信号３１１Ｂは、アンテナ３１２Ｂから電波として出力される。
　図４は、図３とは異なる送信装置４００の構成例を示している。図４において、図３と異なる部分について説明する。
　符号化部４０２は、情報（データ）４０１、フレーム構成信号３１３を入力とし、フレーム構成信号３１３に基づき、誤り訂正符号化を行い、符号化後のデータ４０２を出力する。
　分配部４０４は符号化後のデータ４０３を入力とし、分配し、データ４０５Ａおよびデータ４０５Ｂを出力する。なお、図４では、符号化部が一つの場合を記載したが、これに限ったものではなく、符号化部をｍ（ｍは１以上の整数）とし、各符号化部で作成された符号化データを分配部が、２系統のデータにわけて出力する場合についても、本発明は同様に実施することができる。
　図５は、本実施の形態における送信装置の時間軸におけるフレーム構成の一例を示している。シンボル５００＿１は、受信装置に、送信方法を通知するためのシンボルであり、例えば、データシンボルを伝送するために用いる誤り訂正方式、その符号化率の情報、データシンボルを伝送するために用いる変調方式の情報等を伝送する。
　シンボル５０１＿１は、送信装置が送信する変調信号ｚ１（ｔ）｛ただし、ｔは時間｝のチャネル変動を推定するためのシンボルである。シンボル５０２＿１は変調信号ｚ１（ｔ）が（時間軸における）シンボル番号ｕに送信するデータシンボル、シンボル５０３＿１は変調信号ｚ１（ｔ）がシンボル番号ｕ＋１に送信するデータシンボルである。
　シンボル５０１＿２は、送信装置が送信する変調信号ｚ２（ｔ）｛ただし、ｔは時間｝のチャネル変動を推定するためのシンボルである。シンボル５０２＿２は変調信号ｚ２（ｔ）がシンボル番号ｕに送信するデータシンボル、シンボル５０３＿２は変調信号ｚ２（ｔ）がシンボル番号ｕ＋１に送信するデータシンボルである。
　このとき、ｚ１（ｔ）におけるシンボルとｚ２（ｔ）におけるシンボルにおいて、同一時刻（同一時間）のシンボルは、同一（共通）の周波数を用いて、送信アンテナから送信されることになる。
　送信装置が送信する変調信号ｚ１（ｔ）と変調信号ｚ２（ｔ）、及び、受信装置における受信信号ｒ１（ｔ）、ｒ２（ｔ）の関係について説明する。
　図５において、５０４＃１、５０４＃２は送信装置における送信アンテナ、５０５＃１、５０５＃２は受信装置における受信アンテナを示しており、送信装置は、変調信号ｚ１（ｔ）を送信アンテナ５０４＃１、変調信号ｚ２（ｔ）を送信アンテナ５０４＃２から送信する。このとき、変調信号ｚ１（ｔ）および変調信号ｚ２（ｔ）は、同一（共通の）周波数（帯域）を占有しているものとする。送信装置の各送信アンテナと受信装置の各アンテナのチャネル変動をそれぞれｈ１１（ｔ）、ｈ１２（ｔ）、ｈ２１（ｔ）、ｈ２２（ｔ）とし、受信装置の受信アンテナ５０５＃１が受信した受信信号をｒ１（ｔ）、受信装置の受信アンテナ５０５＃２が受信した受信信号をｒ２（ｔ）とすると、以下の関係式が成立する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000040
　図６は、本実施の形態における重み付け方法（プリコーディング（Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ）方法）及び位相変更方法に関連する図であり、重み付け合成部６００は、図３の重み付け合成部３０８Ａと３０８Ｂの両者を統合した重み付け合成部である。図６に示すように、ストリームｓ１（ｔ）およびストリームｓ２（ｔ）は、図３のベースバンド信号３０７Ａおよび３０７Ｂに相当する、つまり、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭなどの変調方式のマッピングにしたがったベースバンド信号の同相Ｉ成分、直交Ｑ成分となる。そして、図６のフレーム構成のようにストリームｓ１（ｔ）は、シンボル番号ｕの信号をｓ１（ｕ）、シンボル番号ｕ＋１の信号をｓ１（ｕ＋１）、・・・とあらわす。同様に、ストリームｓ２（ｔ）は、シンボル番号ｕの信号をｓ２（ｕ）、シンボル番号ｕ＋１の信号をｓ２（ｕ＋１）、・・・とあらわす。そして、重み付け合成部６００は、図３におけるベースバンド信号３０７Ａ（ｓ１（ｔ））および３０７Ｂ（ｓ２（ｔ））、信号処理方法に関する情報３１５を入力とし、信号処理方法に関する情報３１５にしたがった重み付けを施し、図３の重み付け合成後の信号３０９Ａ（ｚ１（ｔ））、３１６Ｂ（ｚ２’（ｔ））を出力する。位相変更部３１７Ｂは、重み付けされた信号３１６Ｂ（ｚ２’（ｔ））の位相を変更し、位相変更後の信号３０９Ｂ（ｚ２（ｔ））を出力する。
　このとき、ｚ１（ｔ）は、固定のプリコーディング行列Ｆにおける第１行のベクトルをＷ１＝（ｗ１１，ｗ１２）とすると、以下の式（４１）であらわすことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000041
　一方、ｚ２（ｔ）は、固定のプリコーディング行列Ｆにおける第２行のベクトルをＷ２＝（ｗ２１，ｗ２２）とし、位相変更部による位相変更式をｙ（ｔ）とすると、以下の式（４２）であらわすことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000042
　ここで、ｙ（ｔ）は、予め定められた方式に従って、位相を変更するための式であり、例えば、周期を４とすると、時刻ｕの位相変更式は、例えば、式（４３）であらわすことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000043
　同様に時刻ｕ＋１の位相変更式は、例えば、式（４４）であらわすことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000044
　即ち、時刻ｕ＋ｋの位相変更式は、式（４５）であらわすことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000045
　なお、式（４３）～（４５）に示した規則的な位相変更例は一例に過ぎない。
　規則的な位相変更の周期は４に限ったものではない。この周期の数が多くなればその分だけ、受信装置の受信性能（より正確には誤り訂正性能）の向上を促すことができる可能性がある（周期が大きければよいというわけではないが、２のような小さい値は避ける方がよい可能性が高い。）。
　また、上記式（４３）～（４５）で示した位相変更例では逐次所定の位相（上記式では、π／２ずつ）だけ回転させていく構成を示したが、同じ位相量だけ回転させるのではなくランダムに位相を変更することとしてもよい。例えば、ｙ（ｔ）は予め定められた周期に従って、式（４６）や式（４７）に示すような順に乗じる位相が変更されてもよい。位相の規則的な変更において重要となるのは、変調信号の位相が規則的に変更されることであり、変更される位相の度合いについては、なるべく均等になる、例えば、－πラジアンからπラジアンに対し、一様分布となるのが望ましいもののランダムであってもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000046
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000047
　このように、図６の重み付け合成部６００は、予め定められた固定のプリコーディングウェイトを用いてプリコーディングを実行し、位相変更部３１７Ｂは、入力された信号の位相を、その変更度合いを規則的に変えながら、変更する。
　ＬＯＳ環境では、特殊なプリコーディング行列を用いると、受信品質が大きく改善する可能性があるが、直接波の状況により、その特殊なプリコーディング行列は受信した際の直接波の位相、振幅成分により異なる。しかし、ＬＯＳ環境には、ある規則があり、この規則に従い送信信号の位相を規則的に変更すれば、データの受信品質が大きく改善する。本発明は、ＬＯＳ環境を改善する信号処理方法を提案している。
　図７は、本実施の形態における受信装置７００の構成の一例を示している。無線部７０３＿Ｘは、アンテナ７０１＿Ｘで受信された受信信号７０２＿Ｘを入力とし、周波数変換、直交復調等の処理を施し、ベースバンド信号７０４＿Ｘを出力する。
　送信装置で送信された変調信号ｚ１におけるチャネル変動推定部７０５＿１は、ベースバンド信号７０４＿Ｘを入力とし、図５におけるチャネル推定用のリファレンスシンボル５０１＿１を抽出し、式（４０）のｈ１１に相当する値を推定し、チャネル推定信号７０６＿１を出力する。
　送信装置で送信された変調信号ｚ２におけるチャネル変動推定部７０５＿２は、ベースバンド信号７０４＿Ｘを入力とし、図５におけるチャネル推定用のリファレンスシンボル５０１＿２を抽出し、式（４０）のｈ１２に相当する値を推定し、チャネル推定信号７０６＿２を出力する。
　無線部７０３＿Ｙは、アンテナ７０１＿Ｙで受信された受信信号７０２＿Ｙを入力とし、周波数変換、直交復調等の処理を施し、ベースバンド信号７０４＿Ｙを出力する。
　送信装置で送信された変調信号ｚ１におけるチャネル変動推定部７０７＿１は、ベースバンド信号７０４＿Ｙを入力とし、図５におけるチャネル推定用のリファレンスシンボル５０１＿１を抽出し、式（４０）のｈ２１に相当する値を推定し、チャネル推定信号７０８＿１を出力する。
　送信装置で送信された変調信号ｚ２におけるチャネル変動推定部７０７＿２は、ベースバンド信号７０４＿Ｙを入力とし、図５におけるチャネル推定用のリファレンスシンボル５０１＿２を抽出し、式（４０）のｈ２２に相当する値を推定し、チャネル推定信号７０８＿２を出力する。
　制御情報復号部７０９は、ベースバンド信号７０４＿Ｘおよび７０４＿Ｙを入力とし、図５の送信方法を通知するためのシンボル５００＿１を検出し、送信装置が通知した送信方法の情報に関する信号７１０を出力する。
　信号処理部７１１は、ベースバンド信号７０４＿Ｘ、７０４＿Ｙ、チャネル推定信号７０６＿１、７０６＿２、７０８＿１、７０８＿２、及び、送信装置が通知した送信方法の情報に関する信号７１０を入力とし、検波、復号を行い、受信データ７１２＿１および７１２＿２を出力する。
　次に、図７の信号処理部７１１の動作について詳しく説明する。図８は、本実施の形態における信号処理部７１１の構成の一例を示している。図８は、主にＩＮＮＥＲ　ＭＩＭＯ検波部とｓｏｆｔ－ｉｎ／ｓｏｆｔ－ｏｕｔデコーダ、係数生成部から構成されている。この構成における反復復号の方法については、非特許文献２、非特許文献３で詳細が述べられているが、非特許文献２、非特許文献３に記載されているＭＩＭＯ伝送方式は空間多重ＭＩＭＯ伝送方式であるが、本実施の形態における伝送方式は、時間とともに信号の位相を規則的に変更し、かつ、プリコーディング行列が使用されているＭＩＭＯ伝送方式である点が、非特許文献２、非特許文献３と異なる点である。式（３６）における（チャネル）行列をＨ（ｔ）、図６におけるプリコーディングウェイト行列をＦ（ここでプリコーディング行列は１の受信信号中においては変更されない固定のものである）、図６の位相変更部による位相変更式の行列をＹ（ｔ）（ここでＹ（ｔ）はｔによって変化する）、受信ベクトルをＲ（ｔ）＝（ｒ１（ｔ），ｒ２（ｔ））Ｔ、ストリームベクトルＳ（ｔ）＝（ｓ１（ｔ），ｓ２（ｔ））Ｔとすると以下の関係式が成立する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000048
　このとき、受信装置は、Ｈ（ｔ）×Ｙ（ｔ）×Ｆを得ることで、受信ベクトルＲ（ｔ）に対して非特許文献２、非特許文献３の復号方法を適用することができる。
　したがって、図８の係数生成部８１９は、送信装置が通知した送信方法の情報（用いた固定のプリコーディング行列及び位相を変更していた場合の位相変更パターンを特定するための情報）に関する信号８１８（図７の７１０に相当）を入力とし、信号処理方法の情報に関する信号８２０を出力する。
　ＩＮＮＥＲ　ＭＩＭＯ検波部８０３は、信号処理方法の情報に関する信号８２０を入力とし、この信号を利用して、式（４８）の関係を利用することで、反復検波・復号を行うことになるがその動作について説明する。
　図８に示す構成の信号処理部では、反復復号（反復検波）を行うため図１０に示すような処理方法を行う必要がある。初めに、変調信号（ストリーム）ｓ１の１符号語（または、１フレーム）、および、変調信号（ストリーム）ｓ２の１符号語（または、１フレーム）の復号を行う。その結果、ｓｏｆｔ－ｉｎ／ｓｏｆｔ－ｏｕｔデコーダから、変調信号（ストリーム）ｓ１の１符号語（または、１フレーム）、および、変調信号（ストリーム）ｓ２の１符号語（または、１フレーム）の各ビットの対数尤度比（ＬＬＲ：Ｌｏｇ－Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ　Ｒａｔｉｏ）が得られる。そして、そのＬＬＲを用いて再度、検波・復号が行われる。この操作が複数回行われる（この操作を反復復号（反復検波）と呼ぶ。）。以降では、１フレームにおける特定の時間のシンボルの対数尤度比（ＬＬＲ）の作成方法を中心に説明する。
　図８において、記憶部８１５は、ベースバンド信号８０１Ｘ（図７のベースバンド信号７０４＿Ｘに相当する。）、チャネル推定信号群８０２Ｘ（図７のチャネル推定信号７０６＿１、７０６＿２に相当する。）、ベースバンド信号８０１Ｙ（図７のベースバンド信号７０４＿Ｙに相当する。）、チャネル推定信号群８０２Ｙ（図７のチャネル推定信号７０８＿１、７０８＿２に相当する。）を入力とし、反復復号（反復検波）を実現するために、式（４８）におけるＨ（ｔ）×Ｙ（ｔ）×Ｆを実行（算出）し、算出した行列を変形チャネル信号群として記憶する。そして、記憶部８１５は、必要なときに上記信号を、ベースバンド信号８１６Ｘ、変形チャネル推定信号群８１７Ｘ、ベースバンド信号８１６Ｙ、変形チャネル推定信号群８１７Ｙとして出力する。
　その後の動作については、初期検波の場合と反復復号（反復検波）の場合を分けて説明する。
　＜初期検波の場合＞
　ＩＮＮＥＲ　ＭＩＭＯ検波部８０３は、ベースバンド信号８０１Ｘ、チャネル推定信号群８０２Ｘ、ベースバンド信号８０１Ｙ、チャネル推定信号群８０２Ｙを入力とする。ここでは、変調信号（ストリーム）ｓ１、変調信号（ストリーム）ｓ２の変調方式が１６ＱＡＭとして説明する。
　ＩＮＮＥＲ　ＭＩＭＯ検波部８０３は、まず、チャネル推定信号群８０２Ｘ、チャネル推定信号群８０２ＹからＨ（ｔ）×Ｙ（ｔ）×Ｆを実行し、ベースバンド信号８０１Ｘに対応する候補信号点を求める。そのときの様子を図１１に示す。図１１において、●（黒丸）は、ＩＱ平面における候補信号点であり、変調方式が１６ＱＡＭのため、候補信号点は２５６個存在する。（ただし、図１１では、イメージ図を示しているため、２５６個の候補信号点全ては示していない。）ここで、変調信号ｓ１で伝送する４ビットをｂ０、ｂ１、ｂ２、ｂ３、変調信号ｓ２で伝送する４ビットをｂ４、ｂ５、ｂ６、ｂ７とすると、図１１において（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）に対応する候補信号点が存在することになる。そして、受信信号点１１０１（ベースバンド信号８０１Ｘに相当する。）と候補信号点それぞれとの２乗ユークリッド距離を求める。そして、それぞれの２乗ユークリッド距離をノイズの分散σ２で除算する。したがって、（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）に対応する候補信号点と受信信号点２乗ユークリッド距離をノイズの分散で除算した値をＥＸ（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）が求まることになる。なお、各ベースバンド信号、変調信号ｓ１、ｓ２は、複素信号である。
　同様に、チャネル推定信号群８０２Ｘ、チャネル推定信号群８０２ＹからＨ（ｔ）×Ｙ（ｔ）×Ｆを実行し、ベースバンド信号８０１Ｙに対応する候補信号点をもとめ、受信信号点（ベースバンド信号８０１Ｙに相当する。）との２乗ユークリッド距離を求め、この２乗ユークリッド距離をノイズの分散σ２で除算する。したがって、（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）に対応する候補信号点と受信信号点２乗ユークリッド距離をノイズの分散で除算した値をＥＹ（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）が求まることになる。
　そして、ＥＸ（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）＋ＥＹ（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）＝Ｅ（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）を求める。
　ＩＮＮＥＲ　ＭＩＭＯ検波部８０３は、Ｅ（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）を信号８０４として出力する。
　対数尤度算出部８０５Ａは、信号８０４を入力とし、ビットｂ０およびｂ１およびｂ２およびｂ３の対数尤度（ｌｏｇ　ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ）を算出し、対数尤度信号８０６Ａを出力する。ただし、対数尤度の算出では、“１”のときの対数尤度および“０”のときの対数尤度が算出される。その算出方法は、式（２８）、式（２９）、式（３０）に示した通りであり、詳細については、非特許文献２、非特許文献３に示されている。
　同様に、対数尤度算出部８０５Ｂは、信号８０４を入力とし、ビットｂ４およびｂ５およびｂ６およびｂ７の対数尤度を算出し、対数尤度信号８０６Ｂを出力する。
　デインタリーバ（８０７Ａ）は、対数尤度信号８０６Ａを入力とし、インタリーバ（図３のインタリーバ（３０４Ａ））に対応するデインタリーブを行い、デインタリーブ後の対数尤度信号８０８Ａを出力する。
　同様に、デインタリーバ（８０７Ｂ）は、対数尤度信号８０６Ｂを入力とし、インタリーバ（図３のインタリーバ（３０４Ｂ））に対応するデインタリーブを行い、デインタリーブ後の対数尤度信号８０８Ｂを出力する。
　対数尤度比算出部８０９Ａは、デインタリーブ後の対数尤度信号８０８Ａを入力とし、図３の符号化器３０２Ａで符号化されたビットの対数尤度比（ＬＬＲ：Ｌｏｇ－Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ　Ｒａｔｉｏ）を算出し、対数尤度比信号８１０Ａを出力する。
　同様に、対数尤度比算出部８０９Ｂは、デインタリーブ後の対数尤度信号８０８Ｂを入力とし、図３の符号化器３０２Ｂで符号化されたビットの対数尤度比（ＬＬＲ：Ｌｏｇ－Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ　Ｒａｔｉｏ）を算出し、対数尤度比信号８１０Ｂを出力する。
　Ｓｏｆｔ－ｉｎ／ｓｏｆｔ－ｏｕｔデコーダ８１１Ａは、対数尤度比信号８１０Ａを入力とし、復号を行い、復号後の対数尤度比８１２Ａを出力する。
　同様に、Ｓｏｆｔ－ｉｎ／ｓｏｆｔ－ｏｕｔデコーダ８１１Ｂは、対数尤度比信号８１０Ｂを入力とし、復号を行い、復号後の対数尤度比８１２Ｂを出力する。
　＜反復復号（反復検波）の場合、反復回数ｋ＞
　インタリーバ（８１３Ａ）は、ｋ－１回目のｓｏｆｔ－ｉｎ／ｓｏｆｔ－ｏｕｔデコードで得られた復号後の対数尤度比８１２Ａを入力とし、インタリーブを行い、インタリーブ後の対数尤度比８１４Ａを出力する。このとき、インタリーブ（８１３Ａ）のインタリーブのパターンは、図３のインタリーバ（３０４Ａ）のインタリーブパターンと同様である。
　インタリーバ（８１３Ｂ）は、ｋ－１回目のｓｏｆｔ－ｉｎ／ｓｏｆｔ－ｏｕｔデコードで得られた復号後の対数尤度比８１２Ｂを入力とし、インタリーブを行い、インタリーブ後の対数尤度比８１４Ｂを出力する。このとき、インタリーブ（８１３Ｂ）のインタリーブのパターンは、図３のインタリーバ（３０４Ｂ）のインタリーブパターンと同様である。
　ＩＮＮＥＲ　ＭＩＭＯ検波部８０３は、ベースバンド信号８１６Ｘ、変形チャネル推定信号群８１７Ｘ、ベースバンド信号８１６Ｙ、変形チャネル推定信号群８１７Ｙ、インタリーブ後の対数尤度比８１４Ａ、インタリーブ後の対数尤度比８１４Ｂを入力とする。ここで、ベースバンド信号８０１Ｘ、チャネル推定信号群８０２Ｘ、ベースバンド信号８０１Ｙ、チャネル推定信号群８０２Ｙではなく、ベースバンド信号８１６Ｘ、変形チャネル推定信号群８１７Ｘ、ベースバンド信号８１６Ｙ、変形チャネル推定信号群８１７Ｙを用いているのは、反復復号のため、遅延時間が発生しているためである。
　ＩＮＮＥＲ　ＭＩＭＯ検波部８０３の反復復号時の動作と、初期検波時の動作の異なる点は、インタリーブ後の対数尤度比８１４Ａ、インタリーブ後の対数尤度比８１４Ｂを信号処理の際に用いていることである。ＩＮＮＥＲ　ＭＩＭＯ検波部８０３は、まず、初期検波のときと同様に、Ｅ（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）を求める。加えて、インタリーブ後の対数尤度比８１４Ａ、インタリーブ後の対数尤度比８１４Ｂから、式（１１）、式（３２）に相当する係数を求める。そして、Ｅ（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）の値をこの求めた係数を用いて補正し、その値をＥ’（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）とし、信号８０４として出力する。
　対数尤度算出部８０５Ａは、信号８０４を入力とし、ビットｂ０およびｂ１およびｂ２およびｂ３の対数尤度（ｌｏｇ　ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ）を算出し、対数尤度信号８０６Ａを出力する。ただし、対数尤度の算出では、“１”のときの対数尤度および“０”のときの対数尤度が算出される。その算出方法は、式（３１）、式（３２）、式（３３）、式（３４）、式（３５）に示した通りであり、非特許文献２、非特許文献３に示されている。
　同様に、対数尤度算出部８０５Ｂは、信号８０４を入力とし、ビットｂ４およびｂ５およびｂ６およびｂ７の対数尤度を算出し、対数尤度信号８０６Ｂを出力する。デインタリーバ以降の動作は、初期検波と同様である。
　なお、図８では、反復検波を行う場合の、信号処理部の構成について示したが、反復検波は必ずしも良好な受信品質を得る上で必須の構成ではなく、反復検波のみに必要とする構成部分、インタリーバ８１３Ａ、８１３Ｂを有していない構成でもよい。このとき、ＩＮＮＥＲ　ＭＩＭＯ検波部８０３は、反復的な検波を行わないことになる。
　そして、本実施の形態で重要な部分は、Ｈ（ｔ）×Ｙ（ｔ）×Ｆの演算を行うことである。なお、非特許文献５等に示されているように、ＱＲ分解を用いて初期検波、反復検波を行ってもよい。
　また、非特許文献１１に示されているように、Ｈ（ｔ）×Ｙ（ｔ）×Ｆに基づき、MMSE（Minimum Mean Square Error）、ZF（Zero Forcing）の線形演算を行い、初期検波を行ってもよい。
　図９は、図８と異なる信号処理部の構成であり、図４の送信装置が送信した変調信号のための信号処理部である。図８と異なる点は、ｓｏｆｔ－ｉｎ／ｓｏｆｔ－ｏｕｔデコーダの数であり、ｓｏｆｔ－ｉｎ／ｓｏｆｔ－ｏｕｔデコーダ９０１は、対数尤度比信号８１０Ａ、８１０Ｂを入力とし、復号を行い、復号後の対数尤度比９０２を出力する。分配部９０３は、復号後の対数尤度比９０２を入力とし、分配を行う。それ以外の部分については、図８と同様の動作となる。
　以上のように、本実施の形態のように、ＭＩＭＯ伝送システムの送信装置が複数アンテナから複数の変調信号を送信する際、プリコーディング行列を乗算するとともに、時間とともに位相を変更し、この位相の変更を規則的に行うことで、直接波が支配的なＬＯＳ環境において、従来の空間多重ＭＩＭＯ伝送を用いるときと比べ、受信装置におけるデータの受信品質が向上するという効果を得ることができる。
　本実施の形態において、特に、受信装置の構成については、アンテナ数を限定して、動作を説明したが、アンテナ数が増えても、同様に実施することができる。つまり、受信装置におけるアンテナ数は、本実施の形態の動作、効果に影響を与えるものではない。
　また、本実施の形態では、特にＬＤＰＣ符号を例に説明したがこれに限ったものではなく、また、復号方法についても、ｓｏｆｔ－ｉｎ／ｓｏｆｔ－ｏｕｔデコーダとして、ｓｕｍ－ｐｒｏｄｕｃｔ復号を例に限ったものではなく、他のｓｏｆｔ－ｉｎ／ｓｏｆｔ－ｏｕｔの復号方法、例えば、ＢＣＪＲアルゴリズム、ＳＯＶＡアルゴリズム、Ｍａｘ－ｌｏｇ－ＭＡＰアルゴリズムなどがある。詳細については、非特許文献６に示されている。
　また、本実施の形態では、シングルキャリア方式を例に説明したが、これに限ったものではなく、マルチキャリア伝送を行った場合でも同様に実施することができる。したがって、例えば、スペクトル拡散通信方式、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ－Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式、ＳＣ－ＦＤＭＡ（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｃａｒｒｉｅｒ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ａｃｃｅｓｓ）、ＳＣ－ＯＦＤＭ（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｃａｒｒｉｅｒ　Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ－Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式、非特許文献７等で示されているウェーブレットＯＦＤＭ方式等を用いた場合についても同様に実施することができる。また、本実施の形態では、データシンボル以外のシンボル、例えば、パイロットシンボル（プリアンブル、ユニークワード等）、制御情報の伝送用のシンボルなどが、フレームにどのように配置されていてもよい。
　以下では、マルチキャリア方式の一例として、ＯＦＤＭ方式を用いたときの例を説明する。
　図１２は、ＯＦＤＭ方式を用いたときの送信装置の構成を示している。図１２において、図３と同様に動作するものについては、同一符号を付した。
　ＯＦＤＭ方式関連処理部１２０１Ａは、重み付け後の信号３０９Ａを入力とし、ＯＦＤＭ方式関連の処理を施し、送信信号１２０２Ａを出力する。同様に、ＯＦＤＭ方式関連処理部１２０１Ｂは、位相変更後の信号３０９Ｂを入力とし、送信信号１２０２Ｂを出力する。
　図１３は、図１２のＯＦＤＭ方式関連処理部１２０１Ａ、１２０１Ｂ以降の構成の一例を示しており、図１２の１２０１Ａから３１２Ａに関連する部分が、１３０１Ａから１３１０Ａであり、１２０１Ｂから３１２Ｂに関連する部分が１３０１Ｂから１３１０Ｂである。
　シリアルパラレル変換部１３０２Ａは、重み付け後の信号１３０１Ａ（図１２の重み付け後の信号３０９Ａに相当する）シリアルパラレル変換を行い、パラレル信号１３０３Ａを出力する。
　並び換え部１３０４Ａは、パラレル信号１３０３Ａを入力とし、並び換えを行い、並び換え後の信号１３０５Ａを出力する。なお、並び換えについては、後で詳しく述べる。
　逆高速フーリエ変換部１３０６Ａは、並び換え後の信号１３０５Ａを入力とし、逆高速フーリエ変換を施し、逆フーリエ変換後の信号１３０７Ａを出力する。
　無線部１３０８Ａは、逆フーリエ変換後の信号１３０７Ａを入力とし、周波数変換、増幅等の処理を行い、変調信号１３０９Ａを出力し、変調信号１３０９Ａはアンテナ１３１０Ａから電波として出力される。
　シリアルパラレル変換部１３０２Ｂは、重み付けされ位相が変更された後の信号１３０１Ｂ（図１２の位相変更後の信号３０９Ｂに相当する）に対し、シリアルパラレル変換を行い、パラレル信号１３０３Ｂを出力する。
　並び換え部１３０４Ｂは、パラレル信号１３０３Ｂを入力とし、並び換えを行い、並び換え後の信号１３０５Ｂを出力する。なお、並び換えについては、後で詳しく述べる。
　逆高速フーリエ変換部１３０６Ｂは、並び換え後の信号１３０５Ｂを入力とし、逆高速フーリエ変換を施し、逆フーリエ変換後の信号１３０７Ｂを出力する。
　無線部１３０８Ｂは、逆フーリエ変換後の信号１３０７Ｂを入力とし、周波数変換、増幅等の処理を行い、変調信号１３０９Ｂを出力し、変調信号１３０９Ｂはアンテナ１３１０Ｂから電波として出力される。
　図３の送信装置では、マルチキャリアを用いた伝送方式でないため、図６のように、４周期となるように位相を変更し、位相変更後のシンボルを時間軸方向に配置している。図１２に示すようなＯＦＤＭ方式のようなマルチキャリア伝送方式を用いている場合、当然、図３のようにプリコーディングし、位相を変更した後のシンボルを時間軸方向に配置し、それを各（サブ）キャリアごとに行う方式が考えられるが、マルチキャリア伝送方式の場合、周波数軸方向、または、周波数軸・時間軸両者を用いて配置する方法が考えられる。以降では、この点について説明する。
　図１４は、横軸周波数、縦軸時間における、図１３の並び替え部１３０１Ａ、１３０１Ｂにおけるシンボルの並び替え方法の一例を示しており、周波数軸は、（サブ）キャリア０から（サブ）キャリア９で構成されており、変調信号ｚ１とｚ２は、同一時刻（時間）に同一の周波数帯域を使用しており、図１４（Ａ）は変調信号ｚ１のシンボルの並び替え方法、図１４（Ｂ）は変調信号ｚ２のシンボルの並び替え方法を示している。シリアルパラレル変換部１３０２Ａが入力とする重み付けされた後の信号１３０１Ａのシンボルに対し、順番に、＃０、＃１、＃２、＃３、・・・と番号をふる。ここでは、周期４の場合を考えているので、＃０、＃１、＃２、＃３が一周期分となる。同様に考えると、＃４ｎ、＃４ｎ＋１、＃４ｎ＋２、＃４ｎ＋３（ｎは０以上の整数）が一周期分となる。
　このとき、図１４（ａ）のように、シンボル＃０、＃１、＃２、＃３、・・・をキャリア０から順番に配置し、シンボル＃０から＃９を時刻＄１に配置し、その後、シンボル＃１０から＃１９を時刻＄２に配置するというように規則的に配置するものとする。なお、変調信号ｚ１とｚ２は、複素信号である。
　同様に、シリアルパラレル変換部１３０２Ｂが入力とする重み付けされ位相が変更された後の信号１３０１Ｂのシンボルに対し、順番に、＃０、＃１、＃２、＃３、・・・と番号をふる。ここでは、周期４の場合を考えているので、＃０、＃１、＃２、＃３はそれぞれ異なる位相変更を行っていることになり、＃０、＃１、＃２、＃３が一周期分となる。同様に考えると、＃４ｎ、＃４ｎ＋１、＃４ｎ＋２、＃４ｎ＋３（ｎは０以上の整数）はそれぞれ異なる位相変更を行っていることになり、＃４ｎ、＃４ｎ＋１、＃４ｎ＋２、＃４ｎ＋３が一周期分となる。
　このとき、図１４（ｂ）のように、シンボル＃０、＃１、＃２、＃３、・・・をキャリア０から順番に配置し、シンボル＃０から＃９を時刻＄１に配置し、その後、シンボル＃１０から＃１９を時刻＄２に配置するというように規則的に配置するものとする。
　そして、図１４（Ｂ）に示すシンボル群１４０２は、図６に示す位相変更方法を用いたときの１周期分のシンボルであり、シンボル＃０は図６の時刻ｕの位相を用いたときのシンボルであり、シンボル＃１は図６の時刻ｕ＋１の位相を用いたときのシンボルであり、シンボル＃２は図６の時刻ｕ＋２の位相を用いたときのシンボルであり、シンボル＃３は図６の時刻ｕ＋３の位相を用いたときのシンボルである。したがって、シンボル＃ｘにおいて、ｘ　ｍｏｄ　４が０（ｘを４で割ったときの余り、したがって、ｍｏｄ：modulo）のとき、シンボル＃ｘは図６の時刻ｕの位相を用いたときのシンボルであり、ｘ　ｍｏｄ　４が１のとき、シンボル＃ｘは図６の時刻ｕ＋１の位相を用いたときのシンボルであり、ｘ　ｍｏｄ　４が２のとき、シンボル＃ｘは図６の時刻ｕ＋２の位相を用いたときのシンボルであり、ｘ　ｍｏｄ　４が３のとき、シンボル＃ｘは図６の時刻ｕ＋３の位相を用いたときのシンボルである。
　なお、本実施の形態においては、図１４（Ａ）に示す変調信号ｚ１は位相を変更されていない。
　このように、ＯＦＤＭ方式などのマルチキャリア伝送方式を用いた場合、シングルキャリア伝送のときとは異なり、シンボルを周波数軸方向に並べることができるという特徴を持つことになる。そして、シンボルの並べ方については、図１４のような並べ方に限ったものではない。他の例について、図１５、図１６を用いて説明する。
　図１５は、図１４とは異なる、横軸周波数、縦軸時間における、図１３の並び替え部１３０１Ａ、１３０１Ｂにおけるシンボルの並び替え方法の一例を示しており、図１５（Ａ）は変調信号ｚ１のシンボルの並び替え方法、図１５（Ｂ）は変調信号ｚ２のシンボルの並び替え方法を示している。図１５（Ａ）（Ｂ）が図１４と異なる点は、変調信号ｚ１のシンボルの並び替え方法と変調信号ｚ２のシンボルの並び替え方法が異なる点であり、図１５（Ｂ）では、シンボル＃０から＃５をキャリア４からキャリア９に配置し、シンボル＃６から＃９をキャリア０から３に配置し、その後、同様の規則で、シンボル＃１０から＃１９を各キャリアに配置する。このとき、図１４（Ｂ）と同様に、図１５（Ｂ）に示すシンボル群１５０２は、図６に示す位相変更方法を用いたときの１周期分のシンボルである。
　図１６は、図１４と異なる、横軸周波数、縦軸時間における、図１３の並び替え部１３０１Ａ、１３０１Ｂにおけるシンボルの並び替え方法の一例を示しており、図１６（Ａ）は変調信号ｚ１のシンボルの並び替え方法、図１６（Ｂ）は変調信号ｚ２のシンボルの並び替え方法を示している。図１６（Ａ）（Ｂ）が図１４と異なる点は、図１４では、シンボルをキャリアに順々に配置しているのに対し、図１６では、シンボルをキャリアに順々に配置していない点である。当然であるが、図１６において、図１５と同様に、変調信号ｚ１のシンボルの並び替え方法と変調信号ｚ２の並び替え方法を異なるようにしてもよい。
　図１７は、図１４～１６とは異なる、横軸周波数、縦軸時間における、図１３の並び替え部１３０１Ａ、１３０１Ｂにおけるシンボルの並び替え方法の一例を示しており、図１７（Ａ）は変調信号ｚ１のシンボルの並び替え方法、図１７（Ｂ）は変調信号ｚ２のシンボルの並び替え方法を示している。図１４～１６では、シンボルを周波数軸方向に並べているが、図１７ではシンボルを周波数、時間軸の両者を利用して配置している。
　図６では、位相の変更を４スロットで切り替える場合の例を説明したが、ここでは、８スロットで切り替える場合を例に説明する。図１７に示すシンボル群１７０２は、位相変更方法を用いたときの１周期分のシンボル（したがって、８シンボル）であり、シンボル＃０は時刻ｕの位相を用いたときのシンボルであり、シンボル＃１は時刻ｕ＋１の位相を用いたときのシンボルであり、シンボル＃２は時刻ｕ＋２の位相を用いたときのシンボルであり、シンボル＃３は時刻ｕ＋３の位相を用いたときのシンボルであり、シンボル＃４は時刻ｕ＋４の位相を用いたときのシンボルであり、シンボル＃５は時刻ｕ＋５の位相を用いたときのシンボルであり、シンボル＃６は時刻ｕ＋６の位相を用いたときのシンボルであり、シンボル＃７は時刻ｕ＋７の位相を用いたときのシンボルである。したがって、シンボル＃ｘにおいて、ｘ　ｍｏｄ　８が０のとき、シンボル＃ｘは時刻ｕの位相を用いたときのシンボルであり、ｘ　ｍｏｄ　８が１のとき、シンボル＃ｘは時刻ｕ＋１の位相を用いたときのシンボルであり、ｘ　ｍｏｄ　８が２のとき、シンボル＃ｘは時刻ｕ＋２の位相を用いたときのシンボルであり、ｘ　ｍｏｄ　８が３のとき、シンボル＃ｘは時刻ｕ＋３の位相を用いたときのシンボルであり、ｘ　ｍｏｄ　８が４のとき、シンボル＃ｘは時刻ｕ＋４の位相を用いたときのシンボルであり、ｘ　ｍｏｄ　８が５のとき、シンボル＃ｘは時刻ｕ＋５の位相を用いたときのシンボルであり、ｘ　ｍｏｄ　８が６のとき、シンボル＃ｘは時刻ｕ＋６の位相を用いたときのシンボルであり、ｘ　ｍｏｄ　８が７のとき、シンボル＃ｘは時刻ｕ＋７の位相を用いたときのシンボルである。図１７のシンボルの並べ方では、時間軸方向に４スロット、周波数軸方向で２スロットの計４×２＝８スロットを用いて、１周期分のシンボルを配置しているが、このとき、１周期分のシンボルの数をｍ×ｎシンボル（つまり、乗じる位相はｍ×ｎ種類存在する。）１周期分のシンボルを配置するのに使用する周波数軸方向のスロット（キャリア数）をｎ、時間軸方向に使用するスロットをｍとすると、ｍ＞ｎとするとよい。これは、直接波の位相は、時間軸方向の変動は、周波数軸方向の変動と比較し、緩やかである。したがって、定常的な直接波の影響を小さくするために本実施の形態の規則的な位相の変更を行うので、位相の変更を行う周期では直接波の変動を小さくしたい。したがって、ｍ＞ｎとするとよい。また、以上の点を考慮すると、周波数軸方向のみ、または、時間軸方向のみにシンボルを並び替えるより、図１７のように周波数軸と時間軸の両者を用いて並び換えを行うほうが、直接波は定常的になる可能性が高く、本発明の効果を得やすいという効果が得られる。ただし、周波数軸方向に並べると、周波数軸の変動が急峻であるため、ダイバーシチゲインを得ることが出来る可能性があるので、必ずしも周波数軸と時間軸の両者を用いて並び換えを行う方法が最適な方法であるとは限らない。
　図１８は、図１７とは異なる、横軸周波数、縦軸時間における、図１３の並び替え部１３０１Ａ、１３０１Ｂにおけるシンボルの並び替え方法の一例を示しており、図１８（Ａ）は変調信号ｚ１のシンボルの並び替え方法、図１８（Ｂ）は変調信号ｚ２のシンボルの並び替え方法を示している。図１８は、図１７と同様、シンボルを周波数、時間軸の両者を利用して配置しているが、図１７と異なる点は、図１７では、周波数方向を優先し、その後、時間軸方向にシンボルを配置しているのに対し、図１８では、時間軸方向を優先し、その後、時間軸方向にシンボルを配置している点である。図１８において、シンボル群１８０２は、位相変更方法を用いたときの１周期分のシンボルである。
　なお、図１７、図１８では、図１５と同様に、変調信号ｚ１のシンボルの配置方法と変調信号ｚ２のシンボル配置方法が異なるように配置しても同様に実施することができ、また、高い受信品質を得ることができるという効果を得ることができる。また、図１７、図１８において、図１６のようにシンボルを順々に配置していなくても、同様に実施することができ、また、高い受信品質を得ることができるという効果を得ることができる。
　図２２は、上記とは異なる、横軸周波数、縦軸時間における図１３の並び替え部１３０１Ａ、１３０Ｂにおけるシンボルの並び換え方法の一例を示している。図６の時刻ｕ～ｕ＋３のような４スロットを用いて規則的に位相を変更する場合を考える。図２２において特徴的な点は、周波数軸方向にシンボルを順に並べているが、時間軸方向に進めた場合、サイクリックにｎ（図２２の例ではｎ＝１）シンボルサイクリックシフトさせている点である。図２２における周波数軸方向のシンボル群２２１０に示した４シンボルにおいて、図６の時刻ｕ～ｕ＋３の位相の変更を行うものとする。
　このとき、＃０のシンボルでは時刻ｕの位相を用いた位相変更、＃１では時刻ｕ＋１の位相を用いた位相変更、＃２では時刻ｕ＋２の位相を用いた位相変更、時刻ｕ＋３の位相を用いた位相変更を行うものとする。
　周波数軸方向のシンボル群２２２０についても同様に、＃４のシンボルでは時刻ｕの位相を用いた位相変更、＃５では時刻ｕ＋１の位相を用いた位相変更、＃６では時刻ｕ＋２の位相を用いた位相変更、＃７では時刻ｕ＋３の位相を用いた位相変更を行うものとする。
　時間＄１のシンボルにおいて、上記のような位相の変更を行ったが、時間軸方向において、サイクリックシフトしているため、シンボル群２２０１、２２０２、２２０３、２２０４については以下のように位相の変更を行うことになる。
　時間軸方向のシンボル群２２０１では、＃０のシンボルでは時刻ｕの位相を用いた位相変更、＃９では時刻ｕ＋１の位相を用いた位相変更、＃１８では時刻ｕ＋２の位相を用いた位相変更、＃２７では時刻ｕ＋３の位相を用いた位相変更を行うものとする。
　時間軸方向のシンボル群２２０２では、＃２８のシンボルでは時刻ｕの位相を用いた位相変更、＃１では時刻ｕ＋１の位相を用いた位相変更、＃１０では時刻ｕ＋２の位相を用いた位相変更、＃１９では時刻ｕ＋３の位相を用いた位相変更を行うものとする。
　時間軸方向のシンボル群２２０３では、＃２０のシンボルでは時刻ｕの位相を用いた位相変更、＃２９では時刻ｕ＋１の位相を用いた位相変更、＃２では時刻ｕ＋２の位相を用いた位相変更、＃１１では時刻ｕ＋３の位相を用いた位相変更を行うものとする。
　時間軸方向のシンボル群２２０４では、＃１２のシンボルでは時刻ｕの位相を用いた位相変更、＃２１では時刻ｕ＋１の位相を用いた位相変更、＃３０では時刻ｕ＋２の位相を用いた位相変更、＃３では時刻ｕ＋３の位相を用いた位相変更を行うものとする。
　図２２においての特徴は、例えば＃１１のシンボルに着目した場合、同一時刻の周波数軸方向の両隣のシンボル（＃１０と＃１２）は、ともに＃１１とは異なる位相を用いて位相の変更を行っているとともに、＃１１のシンボルの同一キャリアの時間軸方向の両隣のシンボル（＃２と＃２０）は、ともに＃１１とは異なる位相を用いて位相の変更を行っていることである。そして、これは＃１１のシンボルに限ったものではなく、周波数軸方向および時間軸方向ともに両隣にシンボルが存在するシンボルすべてにおいて＃１１のシンボルと同様の特徴をもつことになる。これにより、効果的に位相を変更していることになり、直接波の定常的な状況に対する影響を受けづらくなるため、データの受信品質が改善される可能性が高くなる。
　図２２では、ｎ＝１として説明したが、これに限ったものではなく、ｎ＝３としても同様に実施することができる。また、図２２では、周波数軸にシンボルを並べ、時間が軸方向にすすむ場合、シンボルの配置の順番をサイクリックシフトするという特徴を持たせることで、上記の特徴を実現したが、シンボルをランダム（規則的であってもよい）に配置することで上記特徴を実現するような方法もある。
 
（実施の形態２）
　上記実施の形態１においては、重み付け合成された（固定のプリコーディング行列でプリコーディングされた）信号ｚ（ｔ）の位相を変更することとした。ここでは、上記実施の形態１と同等の効果を得られる位相変更方法の各種の実施形態について開示する。
　上記実施の形態において、図３及び図６に示すように、位相変更部３１７Ｂは、重み付け合成部６００からの一方の出力に対してのみ位相の変更を実行する構成となっている。
　しかしながら、位相の変更を実行するタイミングとしては、重み付け合成部６００によるプリコーディングの前に実行することとしてもよく、送信装置は、図６に示した構成に代えて、図２５に示すように、位相変更部３１７Ｂを重み付け合成部６００の前段に設ける構成としてもよい。
　この場合、位相変更部３１７Ｂは、選択した変調方式のマッピングにしたがったベースバンド信号ｓ２（ｔ）に対して規則的な位相の変更を実行して、ｓ２’（ｔ）＝ｓ２（ｔ）ｙ（ｔ）（但し、ｙ（ｔ）はｔにより変更される）を出力し、重み付け合成部６００は、ｓ２’（ｔ）に対してプリコーディングを実行して、ｚ２（ｔ）（＝Ｗ２ｓ２’（ｔ））（式（４２）参照）を出力し、これを送信する構成としてもよい。
　また、位相の変更は、両変調信号ｓ１（ｔ）、ｓ２（ｔ）の双方に対して実行してもよく、送信装置は、図６に示した構成に代えて、図２６に示すように、重み付け合成部６００の両方の出力に対して位相変更部を設ける構成をとってもよい。
　位相変更部３１７Ａは、位相変更部３１７Ｂと同様に入力された信号の位相を規則的に変更するものであり、重み付け合成部からのプリコーディングされた信号ｚ１’（ｔ）の位相を変更し、位相を変更した信号ｚ１（ｔ）を送信部に出力する。
　ただし、位相変更部３１７Ａ及び位相変更部３１７Ｂは互いに位相を変更する位相の度合いは、同じタイミングにおいては、図２６に示すような位相の変更を行う。（ただし、以下は一つの例であり、位相の変更方法はこれに限ったものではない。）時刻ｕにおいて、図２６の位相変更部３１７Aは、ｚ１（ｔ）＝ｙ１（ｔ）ｚ１’（ｔ）となるように、また、位相変更部３１７Ｂは、ｚ２（ｔ）＝ｙ２（ｔ）ｚ２’（ｔ）となるように、位相の変更を行う。例えば、図２６に示すように、時刻ｕにおいて、ｙ１（ｕ）＝ｅｊ０、ｙ２（ｕ）＝ｅ－ｊπ／２、時刻ｕ＋１において、ｙ１（ｕ＋１）＝ｅｊπ／４、ｙ２（ｕ＋１）＝ｅ－ｊ３π／４、・・・、時刻ｕ＋ｋにおいて、ｙ１（ｕ＋ｋ）＝ｅｊｋπ／４、ｙ２（ｕ＋ｋ）＝ｅｊ（－ｋπ／４－π／２）、として位相の変更を行う。なお、位相を規則的に変更する周期は、位相変更部３１７Ａと位相変更部３１７Ｂとで同じであってもよいし、異なるものであってもよい。
　また、上述したとおり、位相を変更するタイミングは、重み付け合成部によるプリコーディングの実行前であってもよく、送信装置は、図２６に示す構成に代えて、図２７に示す構成としてもよい。
　両変調信号の位相を規則的に変更する場合には、それぞれの送信信号には、例えば制御情報として、それぞれの位相変更パターンの情報が含まれることとし、受信装置は、この制御情報を得ることで、送信装置が規則的に切り替えた位相変更方法、つまり、位相変更パターンを知ることができ、これにより、正しい復調（検波）を実行することが可能となる。
　次に、図６、図２５の構成の変形例について図２８、図２９を用いて説明する。図２８が図６と異なる点は、位相変更ON/OFFに関する情報２８００が存在する点、および、位相変更をｚ１’（ｔ）、ｚ２’（ｔ）のいずれかに位相変更を行う（同一時刻、または、同一周波数で、位相変更をｚ１’（ｔ）、ｚ２’（ｔ）のいずれかに対し施す。）点である。したがって、位相変更をｚ１’（ｔ）、ｚ２’（ｔ）のいずれかに位相変更を行うことになるため、図２８の位相変更部３１７A、位相変更部３１７Ｂは、位相変更を行う（ON）場合と位相変更を行わない（OFF）場合がある。このON/OFFに関する制御情報が、位相変更ON/OFFに関する情報２８００となる。この位相変更ON/OFFに関する情報２８００は、図３に示す信号処理方法情報生成部３１４から出力される。
　図２８の位相変更部３１７Aは、ｚ１（ｔ）＝ｙ１（ｔ）ｚ１’（ｔ）となるように、また、位相変更部３１７Ｂは、ｚ２（ｔ）＝ｙ２（ｔ）ｚ２’（ｔ）となるように、位相の変更を行うことになる。
　このとき、例えば、ｚ１’（ｔ）は、周期４で位相変更を行うものとする。（このとき、ｚ２’（ｔ）は位相変更を行わない。）したがって、時刻ｕにおいて、ｙ１（ｕ）＝ｅｊ０、ｙ２（ｕ）＝１、時刻ｕ＋１において、ｙ１（ｕ＋１）＝ｅｊπ／２、ｙ２（ｕ＋１）＝１、時刻ｕ＋２において、ｙ１（ｕ＋２）＝ｅｊπ、ｙ２（ｕ＋２）＝１、時刻ｕ＋３において、ｙ１（ｕ＋３）＝ｅｊ３π／２、ｙ２（ｕ＋３）＝１とするものとする。
　次に、例えば、ｚ２’（ｔ）は、周期４で位相変更を行うものとする。（このとき、ｚ１’（ｔ）は位相変更を行わない。）したがって、時刻ｕ＋４において、ｙ１（ｕ＋４）＝１、ｙ２（ｕ＋４）＝ｅｊ０、時刻ｕ＋５において、ｙ１（ｕ＋５）＝１、ｙ２（ｕ＋５）＝ｅｊπ／２、時刻ｕ＋６において、ｙ１（ｕ＋６）＝１、ｙ２（ｕ＋６）＝ｅｊπ、時刻ｕ＋７において、ｙ１（ｕ＋７）＝１、ｙ２（ｕ＋７）＝ｅｊ３π／２とするものとする。
　したがって、上記の例では、
　時刻８ｋのとき、ｙ１（８ｋ）＝ｅｊ０、ｙ２（８ｋ）＝１、
　時刻８ｋ＋１のとき、ｙ１（８ｋ＋１）＝ｅｊπ／２、ｙ２（８ｋ＋１）＝１、
　時刻８ｋ＋２のとき、ｙ１（８ｋ＋２）＝ｅｊπ、ｙ２（８ｋ＋２）＝１、
　時刻８ｋ＋３のとき、ｙ１（８ｋ＋３）＝ｅｊ３π／２、ｙ２（８ｋ＋３）＝１、
　時刻８ｋ＋４のとき、ｙ１（８ｋ＋４）＝１、ｙ２（８ｋ＋４）＝ｅｊ０、
　時刻８ｋ＋５のとき、ｙ１（８ｋ＋５）＝１、ｙ２（８ｋ＋５）＝ｅｊπ／２、
　時刻８ｋ＋６のとき、ｙ１（８ｋ＋６）＝１、ｙ２（８ｋ＋６）＝ｅｊπ、
　時刻８ｋ＋７のとき、ｙ１（８ｋ＋７）＝１、ｙ２（８ｋ＋７）＝ｅｊ３π／２
となる。
　上述のように、ｚ１’（ｔ）のみ位相変更する時間とｚ２’（ｔ）のみ位相を変更する時間とが存在するようにする。また、ｚ１’（ｔ）のみ位相変更する時間とｚ２’（ｔ）のみ位相を変更する時間とで、位相変更の周期を構成する。なお、上述では、ｚ１’（ｔ）のみ位相変更を行う場合の周期とｚ２’（ｔ）のみ位相変更を行う場合の周期を同一にしているが、これに限ったものではなく、ｚ１’（ｔ）のみ位相変更を行う場合の周期とｚ２’（ｔ）のみ位相変更を行う場合の周期が異なっていてもよい。また、上述の例では、ｚ１’（ｔ）を４周期で位相変更を行った後にｚ２’（ｔ）を４周期で位相変更を行うように説明しているが、これに限ったものではなく、ｚ１’（ｔ）の位相変更とｚ２’（ｔ）の位相変更の順番をどのようにしてもよい（例えば、ｚ１’（ｔ）の位相変更とｚ２’（ｔ）の位相変更を交互に行っても良いし、ある規則にしたがった順番でもよいし、順番はランダムであってもよい。）
　図２９の位相変更部３１７Aは、ｓ１’（ｔ）＝ｙ１（ｔ）ｓ１（ｔ）となるように、また、位相変更部３１７Ｂは、ｓ２’（ｔ）＝ｙ２（ｔ）ｓ２（ｔ）となるように、位相の変更を行うことになる。
　このとき、例えば、ｓ１（ｔ）は、周期４で位相変更を行うものとする。（このとき、ｓ２（ｔ）は位相変更を行わない。）したがって、時刻ｕにおいて、ｙ１（ｕ）＝ｅｊ０、ｙ２（ｕ）＝１、時刻ｕ＋１において、ｙ１（ｕ＋１）＝ｅｊπ／２、ｙ２（ｕ＋１）＝１、時刻ｕ＋２において、ｙ１（ｕ＋２）＝ｅｊπ、ｙ２（ｕ＋２）＝１、時刻ｕ＋３において、ｙ１（ｕ＋３）＝ｅｊ３π／２、ｙ２（ｕ＋３）＝１とするものとする。
　次に、例えば、ｓ２（ｔ）は、周期４で位相変更を行うものとする。（このとき、ｓ１（ｔ）は位相変更を行わない。）したがって、時刻ｕ＋４において、ｙ１（ｕ＋４）＝１、ｙ２（ｕ＋４）＝ｅｊ０、時刻ｕ＋５において、ｙ１（ｕ＋５）＝１、ｙ２（ｕ＋５）＝ｅｊπ／２、時刻ｕ＋６において、ｙ１（ｕ＋６）＝１、ｙ２（ｕ＋６）＝ｅｊπ、時刻ｕ＋７において、ｙ１（ｕ＋７）＝１、ｙ２（ｕ＋７）＝ｅｊ３π／２とするものとする。
　したがって、上記の例では、
　時刻８ｋのとき、ｙ１（８ｋ）＝ｅｊ０、ｙ２（８ｋ）＝１、
　時刻８ｋ＋１のとき、ｙ１（８ｋ＋１）＝ｅｊπ／２、ｙ２（８ｋ＋１）＝１、
　時刻８ｋ＋２のとき、ｙ１（８ｋ＋２）＝ｅｊπ、ｙ２（８ｋ＋２）＝１、
　時刻８ｋ＋３のとき、ｙ１（８ｋ＋３）＝ｅｊ３π／２、ｙ２（８ｋ＋３）＝１、
　時刻８ｋ＋４のとき、ｙ１（８ｋ＋４）＝１、ｙ２（８ｋ＋４）＝ｅｊ０、
　時刻８ｋ＋５のとき、ｙ１（８ｋ＋５）＝１、ｙ２（８ｋ＋５）＝ｅｊπ／２、
　時刻８ｋ＋６のとき、ｙ１（８ｋ＋６）＝１、ｙ２（８ｋ＋６）＝ｅｊπ、
　時刻８ｋ＋７のとき、ｙ１（８ｋ＋７）＝１、ｙ２（８ｋ＋７）＝ｅｊ３π／２
となる。
　上述のように、ｓ１（ｔ）のみ位相変更する時間とｓ２（ｔ）のみ位相を変更する時間とが存在するようにする。また、ｓ１（ｔ）のみ位相変更する時間とｓ２（ｔ）のみ位相を変更する時間とで、位相変更の周期を構成する。なお、上述では、ｓ１（ｔ）のみ位相変更を行う場合の周期とｓ２（ｔ）のみ位相変更を行う場合の周期を同一にしているが、これに限ったものではなく、ｓ１（ｔ）のみ位相変更を行う場合の周期とｓ２（ｔ）のみ位相変更を行う場合の周期が異なっていてもよい。また、上述の例では、ｓ１（ｔ）を４周期で位相変更を行った後にｓ２（ｔ）を４周期で位相変更を行うように説明しているが、これに限ったものではなく、ｓ１（ｔ）の位相変更とｓ２（ｔ）の位相変更の順番をどのようにしてもよい（例えば、ｓ１（ｔ）の位相変更とｓ２（ｔ）の位相変更を交互に行っても良いし、ある規則にしたがった順番でもよいし、順番はランダムであってもよい。）
　これによって、受信装置側における送信信号ｚ１（ｔ）及びｚ２（ｔ）を受信したときのそれぞれの受信状態を均等にすることができるとともに、受信した信号ｚ１（ｔ）及びｚ２（ｔ）それぞれのシンボルにおいて位相が周期的に切り替えられることにより、誤り訂正復号後の誤り訂正能力を向上させることができるので、ＬＯＳ環境における受信品質を向上させることができる。
　以上、実施の形態２に示した構成でも、上記実施の形態１と同様の効果を得ることができる。
　本実施の形態では、シングルキャリア方式を例、つまり、位相変更を時間軸に対して行う場合について説明したが、これに限ったものではなく、マルチキャリア伝送を行った場合でも同様に実施することができる。したがって、例えば、スペクトル拡散通信方式、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ－Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式、ＳＣ－ＦＤＭＡ（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｃａｒｒｉｅｒ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ａｃｃｅｓｓ）、ＳＣ－ＯＦＤＭ（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｃａｒｒｉｅｒ　Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ－Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式、非特許文献７等で示されているウェーブレットＯＦＤＭ方式等を用いた場合についても同様に実施することができる。前述したように、本実施の形態では、位相変更を行う説明として、時間ｔ軸方向で位相変更を行う場合で説明したが、実施の形態１と同様に、周波数軸方向に位相変更を行う、つまり、本実施の形態において、ｔ方向での位相変更の説明において、ｔをｆ（ｆ：周波数（（サブ）キャリア））に置き換えて、考えることで、本実施の形態で説明した位相変更方法を、周波数方向に位相変更ことに適用することができることになる。また、本実施の形態の位相変更方法は、実施の形態１の説明と同様に、時間－周波数方向に対する位相変更に対して、適用することも可能である。
　したがって、図６、図２５、図２６、図２７では時間軸方向で位相変更を行う場合を示しているが、図６、図２５、図２６、図２７において、時間ｔをキャリアｆに置き換えて考えることで、周波数方向での位相変更を行うことに相当し、時間ｔを時間ｔ、周波数ｆ、つまり（ｔ）を（ｔ、ｆ）に置き換えて考えることで、時間周波数のブロックで位相変更を行うことに相当する。
　そして、本実施の形態では、データシンボル以外のシンボル、例えば、パイロットシンボル（プリアンブル、ユニークワード等）、制御情報の伝送用のシンボルなどが、フレームにどのように配置されていてもよい。
 
（実施の形態３）
　上記実施の形態１及び２においては、位相を規則的に変更することとした。本実施の形態３においては、送信装置から見て、各所に点在することになる受信装置において、受信装置がどこに配置されていても、各受信装置が良好なデータの受信品質を得るための手法について開示する。
　本実施の形態３においては、位相を変更して得られる信号のシンボル配置を説明する。
　図３１は、規則的に位相を変更する送信方式において、ＯＦＤＭ方式のようなマルチキャリア方式を用いたときの、時間－周波数軸における信号の一部のシンボルのフレーム構成の一例を示している。
　はじめに、実施の形態１で説明した、２つのプリコーディング後のベースバンド信号のうち、一方のベースバンド信号（図６参照）に位相変更を行った場合の例で説明する。
　（なお、図６では時間軸方向で位相変更を行う場合を示しているが、図６において、時間ｔをキャリアｆに置き換えて考えることで、周波数方向での位相変更を行うことに相当し、時間ｔを時間ｔ、周波数ｆ、つまり（ｔ）を（ｔ、ｆ）に置き換えて考えることで、時間周波数のブロックで位相変更を行うことに相当する。）
　図３１は、図１２に示した位相変更部３１７Ｂの入力である変調信号ｚ２’のフレーム構成を示しており、１つの四角がシンボル（ただし、プリコーディングを行っているため、ｓ１とｓ２の両者の信号を含んでいるのが通常であるが、プリコーディング行列の構成次第では、ｓ１とｓ２の一方の信号のみであることもある。）を示している。
　ここで、図３１のキャリア２、時刻＄２のシンボル３１００について着目する。なお、ここではキャリアと記載しているが、サブキャリアと呼称することもある。
　キャリア２において、時刻＄２に時間的に最も隣接するシンボル、つまりキャリア２の時刻＄１のシンボル３１０３と時刻＄３のシンボル３１０１のそれぞれのチャネル状態は、キャリア２、時刻＄２のシンボル３１００のチャネル状態と、非常に相関が高い。
　同様に時刻＄２において、周波数軸方向でキャリア２に最も隣接している周波数のシンボル、即ち、キャリア１、時刻＄２のシンボル３１０４と時刻＄２、キャリア３のシンボル３１０４とのチャネル状態は、ともに、キャリア２、時刻＄２のシンボル３１００のチャネル状態と、非常に相関が高い。
　上述したように、シンボル３１０１、３１０２、３１０３、３１０４のそれぞれのチャネル状態は、シンボル３１００のチャネル状態との相関が非常に高い。
　本明細書において、規則的に位相を変更する送信方法において、乗じる位相として、Ｎ種類の位相（但し、Ｎは２以上の整数）を用意しているものとする。図３１に示したシンボルには、例えば、「ｅｊ０」という記載を付しているが、これは、このシンボルにおける図６における信号ｚ２’に対し、「ｅｊ０」が乗じられて位相が変更されたことを意味する。つまり、図３１の各シンボルに記載している値は、式（４２）におけるｙ（ｔ）、および、実施の形態２で説明したｚ２（ｔ）＝ｙ２（ｔ）ｚ２’（ｔ）におけるｙ２（ｔ）の値となる。
　本実施の形態においては、この周波数軸方向で隣接しあうシンボル及び／又は時間軸方向で隣接しあうシンボルのチャネル状態の相関性が高いことを利用して受信装置側において、高いデータの受信品質が得られる位相が変更されたシンボルのシンボル配置を開示する。
　この受信側で高いデータの受信品質が得られる条件として、＜条件＃１＞、＜条件＃２＞が考えられる。
 
＜条件＃１＞
　図６のように、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’に対し、規則的に位相を変更する送信方法において、ＯＦＤＭのようなマルチキャリア伝送方式を用いている場合、時間Ｘ・キャリアＹがデータ伝送用のシンボル（以下、データシンボルと呼称する）であり、時間軸方向で隣接するシンボル、即ち、時間Ｘ－１・キャリアＹおよび時間Ｘ＋１・キャリアＹがいずれもデータシンボルであり、これら３つのデータシンボルに対応するプリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’、つまり、時間Ｘ・キャリアＹ、時間Ｘ－１・キャリアＹおよび時間Ｘ＋１・キャリアＹにおけるそれぞれのプリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’では、いずれも異なる位相変更が行われる。
 
＜条件＃２＞
図６のように、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’に対し、規則的に位相を変更する送信方法において、ＯＦＤＭのようなマルチキャリア伝送方式を用いている場合、時間Ｘ・キャリアＹがデータ伝送用のシンボル（以下、データシンボルと呼称する）であり、周波数軸方向で隣接するシンボル、即ち、時間Ｘ・キャリアＹ－１および時間Ｘ・キャリアＹ＋１がいずれもデータシンボルである場合、これら３つのデータシンボルに対応するプリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’、つまり、時間Ｘ・キャリアＹ、時間Ｘ・キャリアＹ－１および時間Ｘ・キャリアＹ＋１におけるそれぞれのプリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’では、いずれも異なる位相変更が行われる。
 
　そして、＜条件＃１＞を満たすデータシンボルが存在するとよい。同様に、＜条件２＞を満たすデータシンボルが存在するとよい。
　この＜条件＃１＞＜条件＃２＞が導出される理由は以下の通りである。
　送信信号においてあるシンボル（以降、シンボルＡと呼称する）があり、当該シンボルＡに時間的に隣接したシンボルそれぞれのチャネル状態は、上述したとおり、シンボルＡのチャネル状態との相関が高い。
　したがって、時間的に隣接した３シンボルで、異なる位相を用いていると、ＬＯＳ環境において、シンボルＡが劣悪な受信品質（ＳＮＲとしては高い受信品質を得ているものの、直接波の位相関係が劣悪な状況であるため受信品質が悪い状態）であっても、残りのシンボルＡに隣接する２シンボルでは、良好な受信品質を得ることができる可能性が非常に高く、その結果、誤り訂正復号後は良好な受信品質を得ることができる。
　同様に、送信信号においてあるシンボル（以降、シンボルＡと呼称する）があり、このシンボルＡに周波数的に隣接したシンボルそれぞれのチャネル状態は、上述したとおり、シンボルＡのチャネル状態との相関が高い。
　したがって、周波数的に隣接した３シンボルで、異なる位相を用いていると、ＬＯＳ環境において、シンボルＡが劣悪な受信品質（ＳＮＲとしては高い受信品質を得ているものの、直接波の位相関係が劣悪な状況であるため受信品質が悪い状態）であっても、残りのシンボルＡに隣接する２シンボルでは、良好な受信品質を得ることができる可能性が非常に高く、その結果、誤り訂正復号後は良好な受信品質を得ることができる。
　また、＜条件＃１＞と＜条件＃２＞を組み合わせると、受信装置において、より、データの受信品質を向上させることができる可能性がある。したがって、以下の＜条件＃３＞を導くことができる。
 
＜条件＃３＞
　図６のように、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’に対し、規則的に位相を変更する送信方法において、ＯＦＤＭのようなマルチキャリア伝送方式を用いている場合、時間Ｘ・キャリアＹがデータ伝送用のシンボル（以下、データシンボルと呼称する）であり、時間軸方向で隣接するシンボル、即ち、時間Ｘ－１・キャリアＹおよび時間Ｘ＋１・キャリアＹがいずれもデータシンボルであり、かつ、周波数軸方向で隣接するシンボル、即ち、時間Ｘ・キャリアＹ－１および時間Ｘ・キャリアＹ＋１がいずれもデータシンボルである場合、これら５つのデータシンボルに対応するプリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’、つまり、時間Ｘ・キャリアＹおよび時間Ｘ－１・キャリアＹおよび時間Ｘ＋１・キャリアＹおよび時間Ｘ・キャリアＹ－１および時間Ｘ・キャリアＹ＋１におけるそれぞれのプリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’では、いずれも異なる位相変更が行われる。
 
　ここで、「異なる位相変更」について、補足を行う。位相変更は、０ラジアンから２πラジアンで定義されることになる。例えば、時間Ｘ・キャリアＹにおいて、図６のプリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’に対して施す位相変更をｅｊθX,Y、時間Ｘ－１・キャリアＹにおいて、図６のプリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’に対して施す位相変更をｅｊθX－１,Y、時間Ｘ＋１・キャリアＹにおいて、図６のプリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’に対して施す位相変更をｅｊθX＋１,Yとすると、０ラジアン≦θX,Y＜２π、０ラジアン≦θX－１,Y＜２π、０ラジアン≦θX＋１,Y＜２πとなる。したがって、＜条件＃１＞では、θX,Y≠θX－１,YかつθX,Y≠θX＋１,YかつθX＋１,Y≠θX－１,Yが成立することになる。同様に考えると、＜条件＃２＞では、θX,Y≠θX,Y－１かつθX,Y≠θX,Y＋１かつθX,Y－１≠θX－１,Y＋１が成立することになり、＜条件＃３＞では、θX,Y≠θX－１,YかつθX,Y≠θX＋１,YかつθX,Y≠θX,Y－１かつθX,Y≠θX,Y＋１かつθX－１,Y≠θX＋１,YかつθX－１,Y≠θX,Y－１かつθX－１,Y≠θX,Y＋１かつθX＋１,Y≠θX,Y－１かつθX＋１,Y≠θX,Y＋１かつθX,Y－１≠θX,Y＋１が成立することになる。
　そして、＜条件＃３＞を満たすデータシンボルが存在するとよい。
　図３１は＜条件＃３＞の例であり、シンボルＡに該当するシンボル３１００に相当する図６のプリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’に乗じられている位相と、そのシンボル３１００に時間的に隣接するシンボル３１０１に相当する図６のプリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’、３１０３に相当する図６のプリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’に乗じられている位相と、周波数的に隣接するシンボル３１０２に相当する図６のプリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’、３１０４に相当する図６のプリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’に乗じられている位相が互いに異なるように配されており、これによって、受信側においてシンボル３１００の受信品質が劣悪であろうとも、その隣接するシンボルの受信品質は非常に高くなるため、誤り訂正復号後の高い受信品質を確保できる。
　この条件のもとで、位相を変更して得られるシンボルの配置例を図３２に示す。
　図３２を見ればわかるように、いずれのデータシンボルにおいても、その位相が周波数軸方向及び時間軸方向の双方において隣接しあうシンボルに対して変更された位相の度合いは互いに異なる位相変更量となっている。このようにすることで、受信装置における誤り訂正能力を更に向上させることができる。
　つまり、図３２では、時間軸方向で隣接するシンボルにデータシンボルが存在していた場合、＜条件＃１＞がすべてのX、すべてのYで成立している。
　同様に、図３２では、周波数方向で隣接するシンボルにデータシンボルが存在していた場合、＜条件＃２＞がすべてのX、すべてのYで成立している。
　同様に、図３２では、周波数方向で隣接するシンボルにデータシンボルが存在し、かつ、時間軸方向で隣接するシンボルにデータシンボルが存在していた場合、＜条件＃３＞がすべてのX、すべてのYで成立している。
　次に、実施の形態２で説明した、２つのプリコーディング後のベースバンド信号に位相変更を行った場合（図２６参照）の例で説明する。
　図２６のように、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ１’、および、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’の両者に位相変更を与える場合、位相変更方法について、いくつかの方法がある。その点について、詳しく説明する。
　方法１として、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’の位相変更は、前述のように、図３２のように位相変更を行うものとする。図３２において、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’の位相変更は周期１０としている。しかし、前述で述べたように、＜条件＃１＞＜条件＃２＞＜条件＃３＞を満たすようにするために、（サブ）キャリア１で、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’に施す位相変更を時間とともに変更している。（図３２では、このような変更をほどこしているが、周期１０をとし、別の位相変更方法であってもよい）そして、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ１’の位相変更は、図３３のように、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’の位相変更は周期１０の１周期分の位相変更する値は一定とする。図３３では、（プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’の位相変更の）１周期分を含む時刻＄１において、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ１’の位相変更の値は、ｅｊ０としており、次の（プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’の位相変更の）１周期分を含む時刻＄２において、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ１’の位相変更の値は、ｅｊπ／９としており、・・・、としている。
　なお、図３３に示したシンボルには、例えば、「ｅｊ０」という記載を付しているが、これは、このシンボルにおける図２６における信号ｚ１’に対し、「ｅｊ０」が乗じられて位相が変更されたことを意味する。つまり、図３３の各シンボルに記載している値は、実施の形態２で説明したｚ１（ｔ）＝ｙ１（ｔ）ｚ１’（ｔ）におけるｙ１（ｔ）の値となる。
　プリコーディング後のベースバンド信号ｚ１’の位相変更は、図３３ように、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’の位相変更は周期１０の１周期分の位相変更する値は一定とし、位相変更する値は、１周期分の番号とともに変更するようにする。（上述のように、図３３では、第１の１周期分では、ｅｊ０とし、第２の１周期分ではｅｊπ／９、・・・としている。）
　以上のようにすることで、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’の位相変更は周期１０であるが、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ１’の位相変更とプリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’の位相変更の両者を考慮したときの周期は１０より大きくすることができるという効果を得ることができる。これにより、受信装置のデータの受信品質が向上する可能性がある。
　方法２として、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’の位相変更は、前述のように、図３２のように位相変更を行うものとする。図３２において、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’の位相変更は周期１０としている。しかし、前述で述べたように、＜条件＃１＞＜条件＃２＞＜条件＃３＞を満たすようにするために、（サブ）キャリア１で、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’に施す位相変更を時間とともに変更している。（図３２では、このような変更をほどこしているが、周期１０をとし、別の位相変更方法であってもよい）そして、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ１’の位相変更は、図３０に示すように、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’の位相変更は周期１０とは異なる周期３での位相変更を行う。
　なお、図３０に示したシンボルには、例えば、「ｅｊ０」という記載を付しているが、これは、このシンボルにおける図２６における信号ｚ１’に対し、「ｅｊ０」が乗じられて位相が変更されたことを意味する。つまり、図３０の各シンボルに記載している値は、実施の形態２で説明したｚ１（ｔ）＝ｙ１（ｔ）ｚ１’（ｔ）におけるｙ１（ｔ）の値となる。
　以上のようにすることで、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’の位相変更は周期１０であるが、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ１’の位相変更とプリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’の位相変更の両者を考慮したときの周期は３０となりプリコーディング後のベースバンド信号ｚ１’の位相変更とプリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’の位相変更の両者を考慮したときの周期を１０より大きくすることができるという効果を得ることができる。これにより、受信装置のデータの受信品質が向上する可能性がある。方法２の一つの有効な方法としては、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ１’の位相変更の周期をNとし、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’の位相変更の周期をMとしたとき、特に、NとMが互いに素の関係であると、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ１’の位相変更とプリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’の位相変更の両者を考慮したときの周期はN×Mと容易に大きな周期に設定することができるという利点があるが、NとMが互いに素の関係でも、周期を大きくすることは可能である。
　なお、本実施の形態３の位相変更方法は一例であり、これに限ったものではなく、実施の形態１、実施の形態２で説明したように、周波数軸方向で位相変更を行ったり、時間軸方向で位相変更を行ったり、時間－周波数のブロックで位相変更を行っても同様に、受信装置におけるデータの受信品質を向上させることができるという効果を持つことになる。
　上記で説明したフレーム構成以外にも、データシンボル間にパイロットシンボル（ＳＰ（Scattered Pilot））や制御情報を伝送するシンボルなどが挿入されることも考えられる。この場合の位相変更について詳しく説明する。
　図４７は、変調信号（プリコーディング後のベースバンド信号）ｚ１またはｚ１’および変調信号（プリコーディング後のベースバンド信号）ｚ２’の時間―周波数軸におけるフレーム構成を示しており、図４７(a)は、変調信号（プリコーディング後のベースバンド信号）ｚ１またはｚ１’の時間―周波数軸におけるフレーム構成、図４７(b)は、変調信号（プリコーディング後のベースバンド信号）ｚ２’の時間―周波数軸におけるフレーム構成である。図４７において、４７０１はパイロットシンボル、４７０２はデータシンボルを示しており、データシンボル４７０２は、プリコーディングまたはプリコーディングと位相変更を施したシンボルとなる。
　図４７は、図６のように、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’に対し、位相変更を行う場合のシンボル配置を示している（プリコーディング後のベースバンド信号ｚ１には位相変更を行わない）。（なお、図６では時間軸方向で位相変更を行う場合を示しているが、図６において、時間ｔをキャリアｆに置き換えて考えることで、周波数方向での位相変更を行うことに相当し、時間ｔを時間ｔ、周波数ｆ、つまり（ｔ）を（ｔ、ｆ）に置き換えて考えることで、時間周波数のブロックで位相変更を行うことに相当する。）したがって、図４７のプリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’のシンボルに記載されている数値は、位相の変更値を示している。なお、図４７のプリコーディング後のベースバンド信号ｚ１’（ｚ１）のシンボルは、位相変更を行わないので、数値を記載していない。
　図４７において重要な点は、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’に対する位相変更は、データシンボル、つまり、プリコーディングを施したシンボルに対して施している点である。（ここで、シンボルと記載しているが、ここで記載しているシンボルには、プリコーディングが施されているため、ｓ１のシンボルとｓ２のシンボルの両者を含んでいることになる。）したがって、ｚ２’に挿入されたパイロットシンボルに対しては、位相変更を施さないことになる。
　図４８は、変調信号（プリコーディング後のベースバンド信号）ｚ１またはｚ１’および変調信号（プリコーディング後のベースバンド信号）ｚ２’の時間―周波数軸におけるフレーム構成を示しており、図４８(a)は、変調信号（プリコーディング後のベースバンド信号）ｚ１またはｚ１’の時間―周波数軸におけるフレーム構成、図４８(b)は、変調信号（プリコーディング後のベースバンド信号）ｚ２’の時間―周波数軸におけるフレーム構成である。図４８において、４７０１はパイロットシンボル、４７０２はデータシンボルを示しており、データシンボル４７０２は、プリコーディングと位相変更を施したシンボルとなる。
　図４８は、図２６のように、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ１’およびプリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’に対し、位相変更を行う場合のシンボル配置を示している。（なお、図２６では時間軸方向で位相変更を行う場合を示しているが、図２６において、時間ｔをキャリアｆに置き換えて考えることで、周波数方向での位相変更を行うことに相当し、時間ｔを時間ｔ、周波数ｆ、つまり（ｔ）を（ｔ、ｆ）に置き換えて考えることで、時間周波数のブロックで位相変更を行うことに相当する。）したがって、図４８のプリコーディング後のベースバンド信号ｚ１’およびプリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’のシンボルに記載されている数値は、位相の変更値を示している。
　図４８において重要な点は、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ１’に対する位相変更は、データシンボル、つまり、プリコーディングを施したシンボルに対して施している、また、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’に対する位相変更は、データシンボル、つまり、プリコーディングを施したシンボルに対して施している点である。（ここで、シンボルと記載しているが、ここで記載しているシンボルには、プリコーディングが施されているため、ｓ１のシンボルとｓ２のシンボルの両者を含んでいることになる。）したがって、ｚ１’に挿入されたパイロットシンボルに対しては、位相変更を施さず、また、ｚ２’に挿入されたパイロットシンボルに対しては、位相変更を施さないことになる。
　図４９は、変調信号（プリコーディング後のベースバンド信号）ｚ１またはｚ１’および変調信号（プリコーディング後のベースバンド信号）ｚ２’の時間―周波数軸におけるフレーム構成を示しており、図４９(a)は、変調信号（プリコーディング後のベースバンド信号）ｚ１またはｚ１’の時間―周波数軸におけるフレーム構成、図４９(b)は、変調信号（プリコーディング後のベースバンド信号）ｚ２’の時間―周波数軸におけるフレーム構成である。図４９において、４７０１はパイロットシンボル、４７０２はデータシンボル、４９０１はヌルシンボルであり、ベースバンド信号の同相成分I=0であり、直交成分Q=０となる。このとき、データシンボル４７０２は、プリコーディングまたはプリコーディングと位相変更を施したシンボルとなる。図４９と図４７の違いは、データシンボル以外のシンボルの構成方法であり、変調信号ｚ１’でパイロットシンボルが挿入されている時間とキャリアにおいて、変調信号ｚ２’はヌルシンボルとなっており、逆に、変調信号ｚ２’でパイロットシンボルが挿入されている時間とキャリアにおいて、変調信号ｚ１’はヌルシンボルとなっている点である。
　図４９は、図６のように、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’に対し、位相変更を行う場合のシンボル配置を示している（プリコーディング後のベースバンド信号ｚ１には位相変更を行わない）。（なお、図６では時間軸方向で位相変更を行う場合を示しているが、図６において、時間ｔをキャリアｆに置き換えて考えることで、周波数方向での位相変更を行うことに相当し、時間ｔを時間ｔ、周波数ｆ、つまり（ｔ）を（ｔ、ｆ）に置き換えて考えることで、時間周波数のブロックで位相変更を行うことに相当する。）したがって、図４９のプリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’のシンボルに記載されている数値は、位相の変更値を示している。なお、図４９のプリコーディング後のベースバンド信号ｚ１’（ｚ１）のシンボルは、位相変更を行わないので、数値を記載していない。
　図４９において重要な点は、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’に対する位相変更は、データシンボル、つまり、プリコーディングを施したシンボルに対して施している点である。（ここで、シンボルと記載しているが、ここで記載しているシンボルには、プリコーディングが施されているため、ｓ１のシンボルとｓ２のシンボルの両者を含んでいることになる。）したがって、ｚ２’に挿入されたパイロットシンボルに対しては、位相変更を施さないことになる。
　図５０は、変調信号（プリコーディング後のベースバンド信号）ｚ１またはｚ１’および変調信号（プリコーディング後のベースバンド信号）ｚ２’の時間―周波数軸におけるフレーム構成を示しており、図５０(a)は、変調信号（プリコーディング後のベースバンド信号）ｚ１またはｚ１’の時間―周波数軸におけるフレーム構成、図５０(b)は、変調信号（プリコーディング後のベースバンド信号）ｚ２’の時間―周波数軸におけるフレーム構成である。図５０において、４７０１はパイロットシンボル、４７０２はデータシンボル、４９０１はヌルシンボルであり、ベースバンド信号の同相成分I=0であり、直交成分Q=０となる。このとき、データシンボル４７０２は、プリコーディングまたはプリコーディングと位相変更を施したシンボルとなる。図５０と図４８の違いは、データシンボル以外のシンボルの構成方法であり、変調信号ｚ１’でパイロットシンボルが挿入されている時間とキャリアにおいて、変調信号ｚ２’はヌルシンボルとなっており、逆に、変調信号ｚ２’でパイロットシンボルが挿入されている時間とキャリアにおいて、変調信号ｚ１’はヌルシンボルとなっている点である。
　図５０は、図２６のように、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ１’およびプリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’に対し、位相変更を行う場合のシンボル配置を示している。（なお、図２６では時間軸方向で位相変更を行う場合を示しているが、図２６において、時間ｔをキャリアｆに置き換えて考えることで、周波数方向での位相変更を行うことに相当し、時間ｔを時間ｔ、周波数ｆ、つまり（ｔ）を（ｔ、ｆ）に置き換えて考えることで、時間周波数のブロックで位相変更を行うことに相当する。）したがって、図５０のプリコーディング後のベースバンド信号ｚ１’およびプリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’のシンボルに記載されている数値は、位相の変更値を示している。
　図５０において重要な点は、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ１’に対する位相変更は、データシンボル、つまり、プリコーディングを施したシンボルに対して施している、また、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’に対する位相変更は、データシンボル、つまり、プリコーディングを施したシンボルに対して施している点である。（ここで、シンボルと記載しているが、ここで記載しているシンボルには、プリコーディングが施されているため、ｓ１のシンボルとｓ２のシンボルの両者を含んでいることになる。）したがって、ｚ１’に挿入されたパイロットシンボルに対しては、位相変更を施さず、また、ｚ２’に挿入されたパイロットシンボルに対しては、位相変更を施さないことになる。
　図５１は、図４７、図４９のフレーム構成の変調信号を生成し、送信する送信装置の構成の一例を示しており、図４と同様に動作するものについては、同一符号を付している。
　図５１において、重み付け合成部３０８Ａ、３０８Ｂ、および、位相変更部３１７Ｂは、フレーム構成信号３１３がデータシンボルであるタイミングを示しているときのみ動作することになる。
　図５１のパイロットシンボル（ヌルシンボル生成を兼ねるものとする）生成部５１０１は、フレーム構成信号３１３がパイロットシンボル（かつヌルシンボル）であることをしめしていた場合、パイロットシンボルのベースバンド信号５１０２Ａ、および５１０２Ｂを出力する。
　図４７から図５０のフレーム構成では示していなかったが、プリコーディング（および、位相回転を施さない）を施さない、例えば、１アンテナから変調信号を送信する方式、（この場合、もう一方のアンテナからは信号を伝送しないことになる）、または、時空間符号（特に時空間ブロック符号）を用いた伝送方式を用いて制御情報シンボルを送信する場合、制御情報シンボル５１０４は、制御情報５１０３、フレーム構成信号３１３を入力とし、フレーム構成信号３１３が制御情報シンボルであることを示している場合、制御情報シンボルのベースバンド信号５１０２Ａ、５１０２Ｂを出力する。
　図５１の無線部３１０Ａ、３１０Ｂは、入力となる複数のベースバンド信号のうち、フレーム構成信号３１３に基づき、複数のベースバンド信号から、所望のベースバンド信号を選択する。そして、OFDM関連の信号処理を施し、フレーム構成にしたがった変調信号３１１Ａ、３１１Ｂをそれぞれ出力する。
　図５２は、図４８、図５０のフレーム構成の変調信号を生成し、送信する送信装置の構成の一例を示しており、図４、図５１と同様に動作するものについては、同一符号を付している。図５１に対して追加した位相変更部３１７Aは、フレーム構成信号３１３がデータシンボルであるタイミングを示しているときのみ動作することになる。その他については、図５１と同様の動作となる。
　図５３は、図５１とは異なる送信装置の構成方法である。以降では異なる点について説明する。位相変更部３１７Ｂは、図５３のように、複数のベースバンド信号を入力とする。そして、フレーム構成信号３１３が、データシンボルであることを示していた場合、位相変更部３１７Ｂは、プリコーディング後のベースバンド信号３１６Ｂに対し、位相変更を施す。そして、フレーム構成信号３１３が、パイロットシンボル（またはヌルシンボル）、または、制御情報シンボルであることを示していた場合、位相変更部３１７Ｂは、位相変更の動作を停止し、各シンボルのベースバンド信号をそのまま出力する。（解釈としては、「ｅｊ０」に相当する位相回転を強制的に行っていると考えればよい。）
　選択部５３０１は、複数のベースバンド信号を入力とし、フレーム構成信号３１３が示したシンボルのベースバンド信号を選択し、出力する。
　図５４は、図５２とは異なる送信装置の構成方法である。以降では異なる点について説明する。位相変更部３１７Ｂは、図５４のように、複数のベースバンド信号を入力とする。そして、フレーム構成信号３１３が、データシンボルであることを示していた場合、位相変更部３１７Ｂは、プリコーディング後のベースバンド信号３１６Bに対し、位相変更を施す。そして、フレーム構成信号３１３が、パイロットシンボル（またはヌルシンボル）、または、制御情報シンボルであることを示していた場合、位相変更部３１７Ｂは、位相変更の動作を停止し、各シンボルのベースバンド信号をそのまま出力する。（解釈としては、「ｅｊ０」に相当する位相回転を強制的に行っていると考えればよい。）
　同様に、位相変更部５２０１は、図５４のように、複数のベースバンド信号を入力とする。そして、フレーム構成信号３１３が、データシンボルであることを示していた場合、位相変更部５２０１は、プリコーディング後のベースバンド信号３０９Ａに対し、位相変更を施す。そして、フレーム構成信号３１３が、パイロットシンボル（またはヌルシンボル）、または、制御情報シンボルであることを示していた場合、位相変更部５２０１は、位相変更の動作を停止し、各シンボルのベースバンド信号をそのまま出力する。（解釈としては、「ｅｊ０」に相当する位相回転を強制的に行っていると考えればよい。）
　上述の説明では、パイロットシンボルと制御シンボルとデータシンボルを例に説明したが、これに限ったものではなく、プリコーディングとは異なる伝送方法、例えば、１アンテナ送信、時空間ブロック符号を用いた伝送方式、等を用いて伝送するシンボルであれば、同様に、位相変更を与えない、ということが重要となり、これとは逆に、プリコーディングを行ったシンボルに対しては、位相変更を行うことが本発明では重要なこととなる。
　したがって、時間－周波数軸におけるフレーム構成におけるすべてのシンボルで位相変更が行われるわけではなく、プリコーディングを行った信号のみに位相変更を与える点が、本発明の特徴となる。
 
（実施の形態４）
　上記実施の形態１及び２においては、位相を規則的に変更すること、実施の形態３においては、隣り合うシンボルの位相の変更の度合いを異ならせることを開示した。
　本実施の形態４では、位相変更方法が、送信装置が使用する変調方式、誤り訂正符号の符号化率により、異なっていてもよいことを示す。
　以下の表１には、送信装置が設定した各種設定パラメータに応じて設定する位相変更方法の一例を示している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001
　表１における＃１は上記実施の形態１の変調信号ｓ１（送信装置が設定した変調方式のベースバンド信号ｓ１）、＃２は変調信号ｓ２（送信装置が設定した変調方式のベースバンド信号ｓ２）を意味する。表１における符号化率の列は、#1, #2の変調方式に対し、誤り訂正符号の設定した符号化率を示している。表１における位相変更パターンの列は、実施の形態１から実施の形態３で説明したように、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ１（ｚ１’）、ｚ２（ｚ２’）に対して施す位相変更方法を示しており、位相変更パターンをＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅ、・・・というように定めているが、これは、実際には、位相を変更する度合いの変化を示す情報であり、例えば、上記式（４６）や式（４７）に示すような変更パターンを示すものとする。なお、表１における位相変更パターンの例において「‐」と記載しているが、これは、位相変更を行わないことを意味している。
　なお、表１に示した変調方式や符号化率の組み合わせは、一例であり、表１に示す変調方式以外の変調方式（例えば、１２８ＱＡＭや２５６ＱＡＭ等）や、符号化率（例えば、７／８等）が含まれてもよい。また、実施の形態１で示したように、誤り訂正符号は、ｓ１、ｓ２別々に設定してもよい（なお、表１の場合は、図４のように、一つの誤り訂正符号の符号化を施している場合としている。）。また、同じ変調方式及び符号化率に、互いに異なる複数の位相変更パターンを対応付けることとしてもよい。送信装置は、各位相変更パターンを示す情報を受信装置に対して送信し、受信装置は当該情報と表１を参照することによって位相変更パターンを特定し、復調、および、復号を実行することとなる。なお、変調方式、および、誤り訂正方式に対し、位相変更パターンが一意に決定する場合、送信装置は、変調方式と誤り訂正方式の情報を受信装置に送信すれば、受信装置は、その情報を得ることで、位相変更パターンを知ることができるので、この場合は、位相変更パターンの情報は必ずしも必要としない。
　実施の形態１から実施の形態３では、プリコーディング後のベースバンド信号に対し、位相変更を行う場合について説明したが、位相のみでなく、振幅を位相変更と同様に周期をもって規則的に変更することも可能である。したがって、当該表１に、規則的に変調信号の振幅を変更する振幅変更パターンも対応させてもよい。この場合、送信装置には、図３や図４の重み付け合成部３０８Ａの後に振幅を変更する振幅変更部、また、重み付け合成部３０８Ｂの後に、振幅を変更する振幅変更部を備えればよい。なお、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ１（ｔ）、ｚ２（ｔ）の一方に対し、振幅変更を施しても良いし（この場合、重み付け合成部３０８Ａ、３０８Ｂのいずれかの後に振幅変更部を備えればよい。）、両方に対し、振幅変更を施してもよい。
　更に、上記表１においては示していないが、位相を規則的に変更するのではなく、マッピング部により規則的にマッピング方法を変更する構成としてもよい。
　即ち、変調信号ｓ１（ｔ）のマッピング方式を１６ＱＡＭ、変調信号ｓ２（ｔ）のマッピング方式を１６ＱＡＭであったものを、例えば、変調信号ｓ２（ｔ）に適用するマッピング方式を規則的に、１６ＱＡＭ→１６ＡＰＳＫ（16 Amplitude Phase Shift Keying）→I-Q平面において１６ＱＡＭ、１６ＡＰＳＫとは異なる信号点配置となる第１のマッピング方法→I-Q平面において１６ＱＡＭ、１６ＡＰＳＫとは異なる信号点配置となる第２のマッピング方法→・・・というように変更することで、上述してきたように位相を規則的に変更する場合と同様に、受信装置において、データの受信品質を向上する効果を得ることができる。
　また、本発明は、位相を規則的に変更する方法、マッピング方法を規則的に変更する方法、振幅を変更する方法のいずれかの組み合わせであってもよく、また、その全てを考慮にいれて送信信号を送信する構成としてもよい。
　本実施の形態では、シングルキャリア方式、マルチキャリア伝送いずれの場合でも実施することができる。したがって、例えば、スペクトル拡散通信方式、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ－Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式、ＳＣ－ＦＤＭＡ（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｃａｒｒｉｅｒ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ａｃｃｅｓｓ）、ＳＣ－ＯＦＤＭ（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｃａｒｒｉｅｒ　Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ－Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式、非特許文献７等で示されているウェーブレットＯＦＤＭ方式等を用いた場合についても実施することができる。前述したように、本実施の形態では、位相変更、振幅変更、マッピング変更を行う説明として、時間ｔ軸方向で位相変更、振幅変更、マッピング変更を行う場合で説明したが、実施の形態１と同様に、周波数軸方向に位相変更を行うときと同様に、つまり、本実施の形態において、ｔ方向での位相変更、振幅変更、マッピング変更の説明において、ｔをｆ（ｆ：周波数（（サブ）キャリア））に置き換えて、考えることで、本実施の形態で説明した位相変更、振幅変更、マッピング変更を、周波数方向に位相変更、振幅変更、マッピング変更ことに適用することができることになる。また、本実施の形態の位相変更、振幅変更、マッピング変更方法は、実施の形態１の説明と同様に、時間－周波数方向に対する位相変更、振幅変更、マッピング変更に対して、適用することも可能である。
　そして、本実施の形態では、データシンボル以外のシンボル、例えば、パイロットシンボル（プリアンブル、ユニークワード等）、制御情報の伝送用のシンボルなどが、フレームにどのように配置されていてもよい。
 
（実施の形態Ａ１）
　本実施の形態では、非特許文献１２～非特許文献１５に示されているように、ＱＣ（Quasi Cyclic）　ＬＤＰＣ（Low-Density Prity-Check）符号（ＱＣ－ＬＤＰＣ符号でない、ＬＤＰＣ符号であってもよい）、ＬＤＰＣ符号とＢＣＨ符号（Bose-Chaudhuri-Hocquenghem code）の連接符号、テイルバイティングを用いたターボ符号またはDuo-Binary Turbo Code等のブロック符号を用いたときの規則的に位相を変更する方法について詳しく説明する。ここでは、一例として、ｓ１、ｓ２の２つのストリームを送信する場合を例に説明する。ただし、ブロック符号を用いて符号化を行った際、制御情報等が必要でないとき、符号化後のブロックを構成するビット数は、ブロック符号を構成するビット数（ただし、この中に、以下で記載するような制御情報等が含まれていてもよい。）と一致する。ブロック符号を用いて符号化を行った際、制御情報等（例えば、ＣＲＣ（cyclic redundancy check）、伝送パラメータ等）が必要であるとき、符号化後のブロックを構成するビット数は、ブロック符号を構成するビット数と制御情報等のビット数の和であることもある。
　図３４は、ブロック符号を用いたとき、１つの符号化後のブロックに必要なシンボル数、スロット数の変化を示した図である。図３４は、例えば、図４の送信装置に示したように、ｓ１、ｓ２の２つのストリームを送信し、かつ、送信装置が、１つの符号化器を有している場合の「ブロック符号を用いたとき、１つの符号化後のブロックに必要なシンボル数、スロット数の変化を示した図」である。（このとき、伝送方式としては、シングルキャリア伝送、ＯＦＤＭのようなマルチキャリア伝送、いずれを用いてもよい。）
　図３４に示すように、ブロック符号における１つの符号化後のブロックを構成するビット数を６０００ビットであるとする。この６０００ビットを送信するためには、変調方式がＱＰＳＫのとき３０００シンボル、１６ＱＡＭのとき１５００シンボル、６４ＱＡＭのとき１０００シンボルが必要となる。
　そして、図４の送信装置では、２つのストリームを同時に送信することになるため、変調方式がＱＰＳＫのとき、前述の３０００シンボルは、ｓ１に１５００シンボル、ｓ２に１５００シンボル割り当てられることになるため、ｓ１で送信する１５００シンボルとｓ２で送信する１５００シンボルを送信するために１５００スロット（ここでは「スロット」と名付ける。）が必要となる。
　同様に考えると、変調方式が１６ＱＡＭのとき、１つの符号化後のブロックを構成するすべてのビットを送信するために７５０スロットが必要となり、変調方式が６４ＱＡＭのとき、１ブロックを構成するすべてのビットを送信するために５００スロットが必要となる。
　次に、規則的に位相を変更する方法において、上述で定義したスロットと乗じる位相との関係について説明する。
　ここでは、規則的に位相を変更する方法のために用意する位相変更値（または、位相変更セット）の数を５とする。つまり、図４の送信装置の位相変更部のために、５つの位相変更値（または、位相変更セット）を用意するものとする（実施の形態１から実施の形態４における「周期」となる）（図６のように、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’のみに位相変更を行う場合、周期５の位相変更を行うためには、５つの位相変更値を用意すればよい。また、図２６のように、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ１’およびｚ２’の両者に対し位相変更を行う場合、１スロットのために、２つの位相変更値が必要となる。この２つの位相変更値を位相変更セットとよぶ。したがって、この場合、周期５の位相変更を行うためには、５つの位相変更セットを用意すればよい）。この５つの位相変更値（または、位相変更セット）をPHASE[0], PHASE[1], PHASE[2],PHASE[3], PHASE[4]とあらわすものとする。
　変調方式がＱＰＳＫのとき、１つの符号化後のブロックを構成するビット数６０００ビットを送信するための上記で述べた１５００スロットにおいて、位相PHASE[0]を使用するスロットが３００スロット、位相PHASE[1]を使用するスロットが３００スロット、位相PHASE[2]を使用するスロットが３００スロット、位相PHASE[3]を使用するスロットが３００スロット、位相PHASE[4]を使用するスロットが３００スロットである必要がある。これは、使用する位相にかたよりがあると、多くの数を使用した位相の影響が大きく、受信装置において、この影響に依存したデータの受信品質となるからである。
　同様に、変調方式が１６ＱＡＭのとき、１つの符号化後のブロックを構成するビット数６０００ビットを送信するための上記で述べた７５０スロットにおいて、位相PHASE[0]を使用するスロットが１５０スロット、位相PHASE[1]を使用するスロットが１５０スロット、位相PHASE[2]を使用するスロットが１５０スロット、位相PHASE[3]を使用するスロットが１５０スロット、位相PHASE[4]を使用するスロットが１５０スロットである必要がある。
　同様に、変調方式が６４ＱＡＭのとき、１つの符号化後のブロックを構成するビット数６０００ビットを送信するための上記で述べた５００スロットにおいて、位相PHASE[0]を使用するスロットが１００スロット、位相PHASE[1]を使用するスロットが１００スロット、位相PHASE[2]を使用するスロットが１００スロット、位相PHASE[3]を使用するスロットが１００スロット、位相PHASE[4]を使用するスロットが１００スロットである必要がある。
　以上のように、規則的に位相を変更する方法において、用意する位相変更値（または、位相変更セット）をＮ個（Ｎ個の異なる位相をPHASE[0], PHASE[1], PHASE[2],・・・, PHASE[N-2] , PHASE[N-1]とあらわすものとする）としたとき、１つの符号化後のブロックを構成するビットをすべて送信する際に、位相PHASE[0]を使用するスロット数をＫ０, 位相PHASE[1]を使用するスロット数をＫ１、位相PHASE[i]を使用するスロット数をＫi（i=0,1,2,・・・,N-1(iは０以上N-1以下の整数)）、 位相PHASE[N-1] を使用するスロット数をＫN-1としたとき、
 
＜条件＃Ａ０１＞
Ｋ０＝Ｋ１＝・・・＝Ｋi＝・・・＝ＫN-1、つまり、Ｋa＝Ｋb、（for∀a、∀b、ただし、a, b=0,1,2,・・・,N-1(aは０以上N-1以下の整数、bは０以上N-1以下の整数)、a≠b）
 
であるとよい。
　そして、通信システムが、複数の変調方式をサポートしており、サポートしている変調方式から選択して使用する場合、サポートしている変調方式において、＜条件＃Ａ０１＞が成立するとよいことになる。
　しかし、複数の変調方式をサポートしている場合、各変調方式により１シンボルで送信することができるビット数が異なるのが一般的であり（場合によっては、同一となることもあり得る。）、場合によっては、＜条件＃Ａ０１＞を満たすことができない変調方式が存在することもある。この場合、＜条件＃Ａ０１＞にかわり、以下の条件を満たすとよい。
 
＜条件＃Ａ０２＞
ＫaとＫbの差は０または１、つまり、｜Ｋa―Ｋb｜は０または１
（for∀a、∀b、ただし、a, b=0,1,2,・・・,N-1(aは０以上N-1以下の整数、bは０以上N-1以下の整数)、a≠b）
 
　図３５は、ブロック符号を用いたとき、２つの符号化後のブロックに必要なシンボル数、スロット数の変化を示した図である。図３５は、図３の送信装置および図１２の送信装置に示したように、ｓ１、ｓ２の２つのストリームを送信し、かつ、送信装置が、２つの符号化器を有している場合の「ブロック符号を用いたとき、１つの符号化後のブロックに必要なシンボル数、スロット数の変化を示した図」である。（このとき、伝送方式としては、シングルキャリア伝送、ＯＦＤＭのようなマルチキャリア伝送、いずれを用いてもよい。）
　図３５に示すように、ブロック符号における１つの符号化後のブロックを構成するビット数を６０００ビットであるとする。この６０００ビットを送信するためには、変調方式がＱＰＳＫのとき３０００シンボル、１６ＱＡＭのとき１５００シンボル、６４ＱＡＭのとき１０００シンボルが必要となる。
　そして、図３の送信装置および図１２の送信装置では、２つのストリームを同時に送信することになり、また、２つの符号化器が存在するため、２つのストリームでは、異なる符号ブロックを伝送することになる。したがって、変調方式がＱＰＳＫのとき、ｓ１、ｓ２により、２つの符号化ブロックが同一区間内で送信されることから、例えば、ｓ１により第１の符号化後のブロックが送信され、ｓ２により、第２の符号化ブロックが送信されることになるので、第１、第２の符号化後のブロックを送信するために３０００スロットが必要となる。
　同様に考えると、変調方式が１６ＱＡＭのとき、２つの符号化後のブロックを構成するすべてのビットを送信するために１５００スロットが必要となり、変調方式が６４ＱＡＭのとき、２つの符号化後のブロックを構成するすべてのビットを送信するために１０００スロットが必要となる。
　次に、規則的に位相を変更する方法において、上述で定義したスロットと乗じる位相との関係について説明する。
　ここでは、規則的に位相を変更する方法のために用意する位相変更値（または、位相変更セット）の数を５とする。つまり、図３および図１２の送信装置の位相変更部のために、５つの位相変更値（または、位相変更セット）を用意するものとする（実施の形態１から実施の形態４における「周期」となる）（図６のように、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’のみに位相変更を行う場合、周期５の位相変更を行うためには、５つの位相変更値を用意すればよい。また、図２６のように、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ１’およびｚ２’の両者に対し位相変更を行う場合、１スロットのために、２つの位相変更値が必要となる。この２つの位相変更値を位相変更セットとよぶ。したがって、この場合、周期５の位相変更を行うためには、５つの位相変更セットを用意すればよい）。この５つの位相変更値（または、位相変更セット）をPHASE[0], PHASE[1], PHASE[2],PHASE[3], PHASE[4]とあらわすものとする。
　変調方式がＱＰＳＫのとき、２つの符号化後のブロックを構成するビット数６０００×２ビットを送信するための上記で述べた３０００スロットにおいて、位相PHASE[0]を使用するスロットが６００スロット、位相PHASE[1]を使用するスロットが６００スロット、位相PHASE[2]を使用するスロットが６００スロット、位相PHASE[3]を使用するスロットが６００スロット、位相PHASE[4]を使用するスロットが６００スロットである必要がある。これは、使用する位相にかたよりがあると、多くの数を使用した位相の影響が大きく、受信装置において、この影響に依存したデータの受信品質となるからである。
　また、第１の符号化ブロックを送信するために、位相PHASE[0]を使用するスロットが６００回、位相PHASE[1]を使用するスロットが６００回、位相PHASE[2]を使用するスロットが６００回、位相PHASE[3]を使用するスロットが６００回、位相PHASE[4]を使用するスロットが６００回である必要があり、また、第２の符号化ブロックを送信するために、位相PHASE[0]を使用するスロットが６００回、位相PHASE[1]を使用するスロットが６００回、位相PHASE[2]を使用するスロットが６００回、位相PHASE[3]を使用するスロットが６００回、位相PHASE[4]を使用するスロットが６００回であるとよい。
　同様に、変調方式が１６ＱＡＭのとき、２つの符号化後のブロックを構成するビット数６０００×２ビットを送信するための上記で述べた１５００スロットにおいて、位相PHASE[0]を使用するスロットが３００スロット、位相PHASE[1]を使用するスロットが３００スロット、位相PHASE[2]を使用するスロットが３００スロット、位相PHASE[3]を使用するスロットが３００スロット、位相PHASE[4]を使用するスロットが３００スロットである必要がある。
　また、第１の符号化ブロックを送信するために、位相PHASE[0]を使用するスロットが３００回、位相PHASE[1]を使用するスロットが３００回、位相PHASE[2]を使用するスロットが３００回、位相PHASE[3]を使用するスロットが３００回、位相PHASE[4]を使用するスロットが３００回である必要があり、また、第２の符号化ブロックを送信するために、位相PHASE[0]を使用するスロットが３００回、位相PHASE[1]を使用するスロットが３００回、位相PHASE[2]を使用するスロットが３００回、位相PHASE[3]を使用するスロットが３００回、位相PHASE[4]を使用するスロットが３００回であるとよい。
　同様に、変調方式が６４ＱＡＭのとき、２つの符号化後のブロックを構成するビット数６０００×２ビットを送信するための上記で述べた１０００スロットにおいて、位相PHASE[0]を使用するスロットが２００スロット、位相PHASE[1]を使用するスロットが２００スロット、位相PHASE[2]を使用するスロットが２００スロット、位相PHASE[3]を使用するスロットが２００スロット、位相PHASE[4]を使用するスロットが２００スロットである必要がある。
　また、第１の符号化ブロックを送信するために、位相PHASE[0]を使用するスロットが２００回、位相PHASE[1]を使用するスロットが２００回、位相PHASE[2]を使用するスロットが２００回、位相PHASE[3]を使用するスロットが２００回、位相PHASE[4]を使用するスロットが２００回である必要があり、また、第２の符号化ブロックを送信するために、位相PHASE[0]を使用するスロットが２００回、位相PHASE[1]を使用するスロットが２００回、位相PHASE[2]を使用するスロットが２００回、位相PHASE[3]を使用するスロットが２００回、位相PHASE[4]を使用するスロットが２００回であるとよい。
　以上のように、規則的に位相を変更する方法において、用意する位相変更値（または、位相変更セット）をPHASE[0], PHASE[1], PHASE[2],・・・, PHASE[N-2] , PHASE[N-1]とあらわすものとする）としたとき、２つの符号化後のブロックを構成するビットをすべて送信する際に、位相PHASE[0]を使用するスロット数をＫ０, 位相PHASE[1]を使用するスロット数をＫ１、位相PHASE[i]を使用するスロット数をＫi（i=0,1,2,・・・,N-1(iは０以上N-1以下の整数)）、 位相PHASE[N-1] を使用するスロット数をＫN-1としたとき、
 
＜条件＃Ａ０３＞
Ｋ０＝Ｋ１＝・・・＝Ｋi＝・・・＝ＫN-1、つまり、Ｋa＝Ｋb、（for∀a、∀b、ただし、a, b=0,1,2,・・・,N-1(aは０以上N-1以下の整数、bは０以上N-1以下の整数)、a≠b）
 
であり、第１の符号化後のブロックを構成するビットをすべて送信する際に、位相PHASE[0]を使用する回数をＫ０，１, 位相PHASE[1]を使用する回数をＫ１，１、位相PHASE[i]を使用する回数をＫi，１（i=0,1,2,・・・,N-1(iは０以上N-1以下の整数)）、 位相PHASE[N-1] を使用する回数をＫN-1，１としたとき、
 
＜条件＃Ａ０４＞
Ｋ０，１＝Ｋ１，１＝・・・＝Ｋi，１＝・・・＝ＫN-1，１、つまり、Ｋa，１＝Ｋb，１、（for∀a、∀b、ただし、a, b=0,1,2,・・・,N-1(aは０以上N-1以下の整数、bは０以上N-1以下の整数)、a≠b）
 
であり、第２の符号化後のブロックを構成するビットをすべて送信する際に、位相PHASE[0]を使用する回数をＫ０，２, 位相PHASE[1]を使用する回数をＫ１，２、位相PHASE[i]を使用する回数をＫi，２（i=0,1,2,・・・,N-1(iは０以上N-1以下の整数)）、 位相PHASE[N-1] を使用する回数をＫN-1，２としたとき、
 
＜条件＃Ａ０５＞
Ｋ０，２＝Ｋ１，２＝・・・＝Ｋi，２＝・・・＝ＫN-1，２、つまり、Ｋa，２＝Ｋb，２、（for∀a、∀b、ただし、a, b=0,1,2,・・・,N-1(aは０以上N-1以下の整数、bは０以上N-1以下の整数)、a≠b）
 
であるとよい。
　そして、通信システムが、複数の変調方式をサポートしており、サポートしている変調方式から選択して使用する場合、サポートしている変調方式において、＜条件＃Ａ０３＞＜条件＃Ａ０４＞＜条件＃Ａ０５＞が成立するとよいことになる。
　しかし、複数の変調方式をサポートしている場合、各変調方式により１シンボルで送信することができるビット数が異なるのが一般的であり（場合によっては、同一となることもあり得る。）、場合によっては、＜条件＃Ａ０３＞＜条件＃Ａ０４＞＜条件＃Ａ０５＞を満たすことができない変調方式が存在することもある。この場合、＜条件＃Ａ０３＞＜条件＃Ａ０４＞＜条件＃Ａ０５＞にかわり、以下の条件を満たすとよい。
 
＜条件＃Ａ０６＞
ＫaとＫbの差は０または１、つまり、｜Ｋa―Ｋb｜は０または１
（for∀a、∀b、ただし、a, b=0,1,2,・・・,N-1(aは０以上N-1以下の整数、bは０以上N-1以下の整数)、a≠b）
 
＜条件＃Ａ０７＞
Ｋa，１とＫb，１の差は０または１、つまり、｜Ｋa，１―Ｋb，１｜は０または１
（for∀a、∀b、ただし、a, b=0,1,2,・・・,N-1(aは０以上N-1以下の整数、bは０以上N-1以下の整数)、a≠b）
 
＜条件＃Ａ０８＞
Ｋa，２とＫb，２の差は０または１、つまり、｜Ｋa，２―Ｋb，２｜は０または１
（for∀a、∀b、ただし、a, b=0,1,2,・・・,N-1(aは０以上N-1以下の整数、bは０以上N-1以下の整数)、a≠b）
 
　以上のように、符号化後のブロックと乗じる位相の関係付けを行うことで、符号化ブロックを伝送するために使用する位相にかたよりがなくなるため、受信装置において、データの受信品質が向上するという効果を得ることができる。
　本実施の形態では、規則的に位相を変更する方法において、周期Nの位相変更方法のためには、N個の位相変更値（または、位相変更セット）が必要となる。このとき、N個の位相変更値（または、位相変更セット）として、PHASE[0]、PHASE[1]、PHASE[2]、・・・、PHASE[N-2]、PHASE[N-1]を用意することになるが、周波数軸方向にPHASE[0]、PHASE[1]、PHASE[2]、・・・、PHASE[N-2]、PHASE[N-1]の順に並べる方法もあるが、必ずしもこれに限ったものではなく、N個の位相変更値（または、位相変更セット）PHASE[0]、PHASE[1]、PHASE[2]、・・・、PHASE[N-2]、PHASE[N-1]を実施の形態１と同様に、時間軸、周波数―時間軸のブロックに対し、シンボルを配置することで、位相を変更することもできる。なお、周期Nの位相変更方法として説明しているが、N個の位相変更値（または、位相変更セット）をランダムに用いるようにしても同様の効果を得ることができる、つまり、必ずしも、規則的な周期を持つようにN個の位相変更値（または、位相変更セット）を用いる必要はないが、上記で説明した条件を満たすことは、受信装置において、高いデータの受信品質を得る上では、重要となる。
　また、空間多重ＭＩＭＯ伝送方式、プリコーディング行列が固定のＭＩＭＯ伝送方式、時空間ブロック符号化方式、１ストリームのみ送信、規則的に位相を変更する方法（実施の形態１から実施の形態４で説明した送信方法）のモードが存在し、送信装置（放送局、基地局）は、これらのモードから、いずれかの送信方法を選択することができるようにしてもよい。
　なお、空間多重ＭＩＭＯ伝送方式とは、非特許文献３に示されているように、選択した変調方式でマッピングした信号ｓ１、ｓ２をそれぞれ異なるアンテナから送信する方法であり、プリコーディング行列が固定のＭＩＭＯ伝送方式とは、実施の形態１から実施の形態４において、プリコーディングのみを行う（位相変更を行わない）方式である。また、時空間ブロック符号化方式とは、非特許文献９、１６、１７に示されている伝送方式である。１ストリームのみ送信とは、選択した変調方式でマッピングした信号ｓ１の信号を所定の処理を行いアンテナから送信する方法である。
　また、ＯＦＤＭのようなマルチキャリアの伝送方式を用いており、複数のキャリアで構成された第１キャリア群、複数のキャリアで構成された第１キャリア群とは異なる第２キャリア群、・・・というように複数のキャリア群でマルチキャリア伝送を実現しており、キャリア群ごとに、空間多重ＭＩＭＯ伝送方式、プリコーディング行列が固定のＭＩＭＯ伝送方式、時空間ブロック符号化方式、１ストリームのみ送信、規則的に位相を変更する方法のいずれかに設定してもよく、
特に、規則的に位相を変更する方法を選択した（サブ）キャリア群では、本実施の形態を実施するとよい。
　なお、一方のプリコーディング後のベースバンド信号に対し、位相変更を行う場合、例えば、PHASE[i]の位相変更値を「Xラジアン」とした場合、図３、図４、図６、図１２、図２５、図２９、図５１、図５３における位相変更部において、ｅｊXをプリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’に乗算することになる。そして、両者のプリコーディング後のベースバンド信号に対し、位相変更を行う場合、例えば、PHASE[i]の位相変更セットを「Xラジアン」および「Yラジアン」とした場合、図２６、図２７、図２８、図５２、図５４における位相変更部において、ｅｊXをプリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’に乗算することになり、ｅｊYをプリコーディング後のベースバンド信号ｚ１’に乗算することになる。
 
（実施の形態Ｂ１）
　以下では、上記各実施の形態で示した送信方法及び受信方法の応用例とそれを用いたシステムの構成例を説明する。
　図３６は、上記実施の形態で示した送信方法及び受信方法を実行する装置を含むシステムの構成例を示す図である。上記各実施の形態で示した送信方法及び受信方法は、図３６に示すような放送局と、テレビ（テレビジョン）３６１１、ＤＶＤレコーダ３６１２、ＳＴＢ（Set Top Box）３６１３、コンピュータ３６２０、車載のテレビ３６４１及び携帯電話３６３０等の様々な種類の受信機を含むデジタル放送用システム３６００において実施される。具体的には、放送局３６０１が、映像データや音声データ等が多重化された多重化データを上記各実施の形態で示した送信方法を用いて所定の伝送帯域に送信する。
　放送局３６０１から送信された信号は、各受信機に内蔵された、または外部に設置され当該受信機と接続されたアンテナ（例えば、アンテナ３６６０、３６４０）で受信される。各受信機は、アンテナにおいて受信された信号を上記各実施の形態で示した受信方法を用いて復調し、多重化データを取得する。これにより、デジタル放送用システム３６００は、上記各実施の形態で説明した本願発明の効果を得ることができる。
　ここで、多重化データに含まれる映像データは、例えばＭＰＥＧ（Ｍｏｖｉｎｇ　Ｐｉｃｔｕｒｅ　Ｅｘｐｅｒｔｓ　Ｇｒｏｕｐ）２、ＭＰＥＧ４－ＡＶＣ（Ａｄｖａｎｃｅｄ　Ｖｉｄｅｏ　Ｃｏｄｉｎｇ）、ＶＣ－１などの規格に準拠した動画符号化方法を用いて符号化されている。また、多重化データに含まれる音声データは例えばドルビーＡＣ（Ａｕｄｉｏ　Ｃｏｄｉｎｇ）－３、Ｄｏｌｂｙ　Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｐｌｕｓ、ＭＬＰ（Ｍｅｒｉｄｉａｎ　Ｌｏｓｓｌｅｓｓ　Ｐａｃｋｉｎｇ）、ＤＴＳ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｔｈｅａｔｅｒ　Ｓｙｓｔｅｍｓ）、ＤＴＳ－ＨＤ、リニアＰＣＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｃｏｄｉｎｇ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）等の音声符号化方法で符号化されている。
　図３７は、上記各実施の形態で説明した受信方法を実施する受信機７９００の構成の一例を示す図である。図３７に示す受信機３７００は、図３６に示したテレビ（テレビジョン）３６１１、ＤＶＤレコーダ３６１２、ＳＴＢ（Set Top Box）３６１３、コンピュータ３６２０、車載のテレビ３６４１及び携帯電話３６３０等が備える構成に相当する。受信機３７００は、アンテナ３７６０で受信された高周波信号をベースバンド信号に変換するチューナ３７０１と、周波数変換されたベースバンド信号を復調して多重化データを取得する復調部３７０２とを備える。上記各実施の形態で示した受信方法は復調部３７０２において実施され、これにより上記各実施の形態で説明した本願発明の効果を得ることができる。
　また、受信機３７００は、復調部３７０２で得られた多重化データから映像データと音声データとを分離するストリーム入出力部３７２０と、分離された映像データに対応する動画像復号方法を用いて映像データを映像信号に復号し、分離された音声データに対応する音声復号方法を用いて音声データを音声信号に復号する信号処理部３７０４と、復号された音声信号を出力するスピーカ等の音声出力部３７０６と、復号された映像信号を表示するディスプレイ等の映像表示部３７０７とを有する。
　例えば、ユーザは、リモコン（リモートコントローラ）３７５０を用いて、選局したチャネル（選局した（テレビ）番組、選局した音声放送）の情報を操作入力部３７１０に送信する。すると、受信機３７００は、アンテナ３７６０で受信した受信信号において、選局したチャネルに相当する信号を復調、誤り訂正復号等の処理を行い、受信データを得ることになる。このとき、受信機３７００は、選局したチャネルに相当する信号に含まれる伝送方法（上記の実施の形態で述べた伝送方式、変調方式、誤り訂正方式等）（これについては、図５、図４１に記載のとおりである。）の情報を含む制御シンボルの情報を得ることで、受信動作、復調方法、誤り訂正復号等の方法を正しく設定することで、放送局（基地局）で送信したデータシンボルに含まれるデータを得ることが可能となる。上述では、ユーザは、リモコン３７５０によって、チャネルを選局する例を説明したが、受信機３７００が搭載している選局キーを用いて、チャネルを選局しても、上記と同様の動作となる。
　上記の構成により、ユーザは、受信機３７００が上記各実施の形態で示した受信方法により受信した番組を視聴することができる。
　また、本実施の形態の受信機３７００は、復調部３７０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データ（場合によっては、復調部３７０２で復調されて得られる信号に対して誤り訂正復号を行わないこともある。また、受信機３７００は、誤り訂正復号後に他の信号処理が施されることもある。以降について、同様の表現を行っている部分についても、この点は同様である。）に含まれるデータ、または、そのデータに相当するデータ（例えば、データを圧縮することによって得られたデータ）や、動画、音声を加工して得られたデータを、磁気ディスク、光ディスク、不揮発性の半導体メモリ等の記録メディアに記録する記録部（ドライブ）３７０８を備える。ここで光ディスクとは、例えばＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ　Ｄｉｓｃ）やＢＤ（Ｂｌｕ－ｒａｙ　Ｄｉｓｃ）等の、レーザ光を用いて情報の記憶と読み出しがなされる記録メディアである。磁気ディスクとは、例えばＦＤ（Ｆｌｏｐｐｙ　Ｄｉｓｋ）（登録商標）やハードディスク（Ｈａｒｄ　Ｄｉｓｋ）等の、磁束を用いて磁性体を磁化することにより情報を記憶する記録メディアである。不揮発性の半導体メモリとは、例えばフラッシュメモリや強誘電体メモリ（Ｆｅｒｒｏｅｌｅｃｔｒｉｃ　Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）等の、半導体素子により構成された記録メディアであり、フラッシュメモリを用いたＳＤカードやＦｌａｓｈ　ＳＳＤ（Ｓｏｌｉｄ　Ｓｔａｔｅ　Ｄｒｉｖｅ）などが挙げられる。なお、ここで挙げた記録メディアの種類はあくまでその一例であり、上記の記録メディア以外の記録メディアを用いて記録を行っても良いことは言うまでもない。
　上記の構成により、ユーザは、受信機３７００が上記各実施の形態で示した受信方法により受信した番組を記録して保存し、番組の放送されている時間以降の任意の時間に記録されたデータを読み出して視聴することが可能になる。
　なお、上記の説明では、受信機３７００は、復調部３７０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データを記録部３７０８で記録するとしたが、多重化データに含まれるデータのうち一部のデータを抽出して記録しても良い。例えば、復調部３７０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに映像データや音声データ以外のデータ放送サービスのコンテンツ等が含まれる場合、記録部３７０８は、復調部３７０２で復調された多重化データから映像データや音声データを抽出して多重した新しい多重化データを記録しても良い。また、記録部３７０８は、復調部３７０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに含まれる映像データ及び音声データのうち、どちらか一方のみを多重した新しい多重化データを記録しても良い。そして、上記で述べた多重化データに含まれるデータ放送サービスのコンテンツを記録部３７０８は、記録してもよい。
　さらには、テレビ、記録装置（例えば、ＤＶＤレコーダ、Ｂｌｕ－ｒａｙレコーダ、ＨＤＤレコーダ、ＳＤカード等）、携帯電話に、本発明で説明した受信機３７００が搭載されている場合、復調部３７０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに、テレビや記録装置を動作させるのに使用するソフトウェアの欠陥（バグ）を修正するためのデータや個人情報や記録したデータの流出を防ぐためのソフトウェアの欠陥（バグ）を修正するためのデータが含まれている場合、これらのデータをインストールすることで、テレビや記録装置のソフトウェアの欠陥を修正してもよい。そして、データに、受信機３７００のソフトウェアの欠陥（バグ）を修正するためのデータが含まれていた場合、このデータにより、受信機３７００の欠陥を修正することもできる。これにより、受信機３７００が搭載されているテレビ、記録装置、携帯電話が、より安定的の動作させることが可能となる。
　ここで、復調部３７０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに含まれる複数のデータから一部のデータを抽出して多重する処理は、例えばストリーム入出力部３７０３で行われる。具体的には、ストリーム入出力部３７０３が、図示していないＣＰＵ等の制御部からの指示により、復調部３７０２で復調された多重化データを映像データ、音声データ、データ放送サービスのコンテンツ等の複数のデータに分離し、分離後のデータから指定されたデータのみを抽出して多重し、新しい多重化データを生成する。なお、分離後のデータからどのデータを抽出するかについては、例えばユーザが決定してもよいし、記録メディアの種類毎に予め決められていてもよい。
　上記の構成により、受信機３７００は記録された番組を視聴する際に必要なデータのみを抽出して記録することができるので、記録するデータのデータサイズを削減することができる。
　また、上記の説明では、記録部３７０８は、復調部３７０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データを記録するとしたが、復調部３７０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに含まれる映像データを、当該映像データよりもデータサイズまたはビットレートが低くなるよう、当該映像データに施された動画像符号化方法とは異なる動画像符号化方法で符号化された映像データに変換し、変換後の映像データを多重した新しい多重化データを記録してもよい。このとき、元の映像データに施された動画像符号化方法と変換後の映像データに施された動画像符号化方法とは、互いに異なる規格に準拠していてもよいし、同じ規格に準拠して符号化時に使用するパラメータのみが異なっていてもよい。同様に、記録部３７０８は、復調部３７０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに含まれる音声データを、当該音声データよりもデータサイズまたはビットレートが低くなるよう、当該音声データに施された音声符号化方法とは異なる音声符号化方法で符号化された音声データに変換し、変換後の音声データを多重した新しい多重化データを記録してもよい。
　ここで、復調部３７０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに含まれる映像データや音声データをデータサイズまたはビットレートが異なる映像データや音声データに変換する処理は、例えばストリーム入出力部３７０３及び信号処理部３７０４で行われる。具体的には、ストリーム入出力部３７０３が、ＣＰＵ等の制御部からの指示により、復調部３７０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データを映像データ、音声データ、データ放送サービスのコンテンツ等の複数のデータに分離する。信号処理部３７０４は、制御部からの指示により、分離後の映像データを当該映像データに施された動画像符号化方法とは異なる動画像符号化方法で符号化された映像データに変換する処理、及び分離後の音声データを当該音声データに施された音声符号化方法とは異なる音声符号化方法で符号化された音声データに変換する処理を行う。ストリーム入出力部３７０３は、制御部からの指示により、変換後の映像データと変換後の音声データとを多重し、新しい多重化データを生成する。なお、信号処理部３７０４は制御部からの指示に応じて、映像データと音声データのうちいずれか一方に対してのみ変換の処理を行っても良いし、両方に対して変換の処理を行っても良い。また、変換後の映像データ及び音声データのデータサイズまたはビットレートは、ユーザが決定してもよいし、記録メディアの種類毎に予め決められていてもよい。
　上記の構成により、受信機３７００は、記録メディアに記録可能なデータサイズや記録部３７０８がデータの記録または読み出しを行う速度に合わせて映像データや音声データのデータサイズまたはビットレートを変更して記録することができる。これにより、記録メディアに記録可能なデータサイズが復調部３７０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データのデータサイズよりも小さい場合や、記録部がデータの記録または読み出しを行う速度が復調部３７０２で復調された多重化データのビットレートよりも低い場合でも記録部が番組を記録することが可能となるので、ユーザは番組の放送されている時間以降の任意の時間に記録されたデータを読み出して視聴することが可能になる。
　また、受信機３７００は、復調部３７０２で復調された多重化データを外部機器に対して通信媒体３７３０を介して送信するストリーム出力ＩＦ（Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ：インターフェース）３７０９を備える。ストリーム出力ＩＦ３７０９の一例としては、Ｗｉ－Ｆｉ（登録商標）（ＩＥＥＥ８０２．１１ａ、ＩＥＥＥ８０２．１１ｂ、ＩＥＥＥ８０２．１１ｇ、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎ等）、ＷｉＧｉＧ、ＷｉｒｅｌｅｓｓＨＤ、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ、Ｚｉｇｂｅｅ等の無線通信規格に準拠した無線通信方法を用いて変調した多重化データを、無線媒体（通信媒体３７３０に相当）を介して外部機器に送信する無線通信装置が挙げられる。また、ストリーム出力ＩＦ３７０９は、イーサネット（登録商標）やＵＳＢ（Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ　Ｓｅｒｉａｌ　Ｂｕｓ）、ＰＬＣ（Ｐｏｗｅｒ　Ｌｉｎｅ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）、ＨＤＭＩ（Ｈｉｇｈ－Ｄｅｆｉｎｉｔｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｍｅｄｉａ　Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ）等の有線通信規格に準拠した通信方法を用いて変調された多重化データを当該ストリーム出力ＩＦ３７０９に接続された有線伝送路（通信媒体３７３０に相当）を介して外部機器に送信する有線通信装置であってもよい。
　上記の構成により、ユーザは、受信機３７００が上記各実施の形態で示した受信方法により受信した多重化データを外部機器で利用することができる。ここでいう多重化データの利用とは、ユーザが外部機器を用いて多重化データをリアルタイムで視聴することや、外部機器に備えられた記録部で多重化データを記録すること、外部機器からさらに別の外部機器に対して多重化データを送信すること等を含む。
　なお、上記の説明では、受信機３７００は、復調部３７０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データをストリーム出力ＩＦ３７０９が出力するとしたが、多重化データに含まれるデータのうち一部のデータを抽出して出力しても良い。例えば、復調部３７０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに映像データや音声データ以外のデータ放送サービスのコンテンツ等が含まれる場合、ストリーム出力ＩＦ３７０９は、復調部３７０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データから映像データや音声データを抽出して多重した新しい多重化データを出力しても良い。また、ストリーム出力ＩＦ３７０９は、復調部３７０２で復調された多重化データに含まれる映像データ及び音声データのうち、どちらか一方のみを多重した新しい多重化データを出力しても良い。
　ここで、復調部３７０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに含まれる複数のデータから一部のデータを抽出して多重する処理は、例えばストリーム入出力部３７０３で行われる。具体的には、ストリーム入出力部３７０３が、図示していないＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）等の制御部からの指示により、復調部３７０２で復調された多重化データを映像データ、音声データ、データ放送サービスのコンテンツ等の複数のデータに分離し、分離後のデータから指定されたデータのみを抽出して多重し、新しい多重化データを生成する。なお、分離後のデータからどのデータを抽出するかについては、例えばユーザが決定してもよいし、ストリーム出力ＩＦ３７０９の種類毎に予め決められていてもよい。
　上記の構成により、受信機３７００は外部機器が必要なデータのみを抽出して出力することができるので、多重化データの出力により消費される通信帯域を削減することができる。
　また、上記の説明では、ストリーム出力ＩＦ３７０９は、復調部３７０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データを出力するとしたが、復調部３７０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに含まれる映像データを、当該映像データよりもデータサイズまたはビットレートが低くなるよう、当該映像データに施された動画像符号化方法とは異なる動画像符号化方法で符号化された映像データに変換し、変換後の映像データを多重した新しい多重化データを出力してもよい。このとき、元の映像データに施された動画像符号化方法と変換後の映像データに施された動画像符号化方法とは、互いに異なる規格に準拠していてもよいし、同じ規格に準拠して符号化時に使用するパラメータのみが異なっていてもよい。同様に、ストリーム出力ＩＦ３７０９は、復調部３７０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに含まれる音声データを、当該音声データよりもデータサイズまたはビットレートが低くなるよう、当該音声データに施された音声符号化方法とは異なる音声符号化方法で符号化された音声データに変換し、変換後の音声データを多重した新しい多重化データを出力してもよい。
　ここで、復調部３７０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに含まれる映像データや音声データをデータサイズまたはビットレートが異なる映像データや音声データに変換する処理は、例えばストリーム入出力部３７０３及び信号処理部３７０４で行われる。具体的には、ストリーム入出力部３７０３が、制御部からの指示により、復調部３７０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データを映像データ、音声データ、データ放送サービスのコンテンツ等の複数のデータに分離する。信号処理部３７０４は、制御部からの指示により、分離後の映像データを当該映像データに施された動画像符号化方法とは異なる動画像符号化方法で符号化された映像データに変換する処理、及び分離後の音声データを当該音声データに施された音声符号化方法とは異なる音声符号化方法で符号化された音声データに変換する処理を行う。ストリーム入出力部３７０３は、制御部からの指示により、変換後の映像データと変換後の音声データとを多重し、新しい多重化データを生成する。なお、信号処理部３７０４は制御部からの指示に応じて、映像データと音声データのうちいずれか一方に対してのみ変換の処理を行っても良いし、両方に対して変換の処理を行っても良い。また、変換後の映像データ及び音声データのデータサイズまたはビットレートは、ユーザが決定してもよいし、ストリーム出力ＩＦ３７０９の種類毎に予め決められていてもよい。
　上記の構成により、受信機３７００は、外部機器との間の通信速度に合わせて映像データや音声データのビットレートを変更して出力することができる。これにより、外部機器との間の通信速度が、復調部３７０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データのビットレートよりも低い場合でもストリーム出力ＩＦから外部機器新しい多重化データを出力することが可能となるので、ユーザは他の通信装置において新しい多重化データを利用することが可能になる。
　また、受信機３７００は、外部機器に対して信号処理部３７０４で復号された映像信号及び音声信号を外部の通信媒体に対して出力するＡＶ（Ａｕｄｉｏ　ａｎｄ　Ｖｉｓｕａｌ）出力ＩＦ（Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ）３７１１を備える。ＡＶ出力ＩＦ３７１１の一例としては、Ｗｉ－Ｆｉ（登録商標）（ＩＥＥＥ８０２．１１ａ、ＩＥＥＥ８０２．１１ｂ、ＩＥＥＥ８０２．１１ｇ、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎ等）、ＷｉＧｉＧ、ＷｉｒｅｌｅｓｓＨＤ、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ、Ｇｉｇｂｅｅ等の無線通信規格に準拠した無線通信方法を用いて変調した映像信号及び音声信号を、無線媒体を介して外部機器に送信する無線通信装置が挙げられる。また、ストリーム出力ＩＦ３７０９は、イーサネット（登録商標）やＵＳＢ、ＰＬＣ、ＨＤＭＩ等の有線通信規格に準拠した通信方法を用いて変調された映像信号及び音声信号を当該ストリーム出力ＩＦ３７０９に接続された有線伝送路を介して外部機器に送信する有線通信装置であってもよい。また、ストリーム出力ＩＦ３７０９は、映像信号及び音声信号をアナログ信号のまま出力するケーブルを接続する端子であってもよい。
　上記の構成により、ユーザは、信号処理部３７０４で復号された映像信号及び音声信号を外部機器で利用することができる。
　さらに、受信機３７００は、ユーザ操作の入力を受け付ける操作入力部３７１０を備える。受信機３７００は、ユーザの操作に応じて操作入力部３７１０に入力される制御信号に基づいて、電源のＯＮ／ＯＦＦの切り替えや、受信するチャネルの切り替え、字幕表示の有無や表示する言語の切り替え、音声出力部３７０６から出力される音量の変更等の様々な動作の切り替えや、受信可能なチャネルの設定等の設定の変更を行う。
　また、受信機３７００は、当該受信機３７００で受信中の信号の受信品質を示すアンテナレベルを表示する機能を備えていてもよい。ここで、アンテナレベルとは、例えば受信機３７００が受信した信号のＲＳＳＩ（Ｒｅｃｅｉｖｅｄ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｓｔｒｅｎｇｔｈ　Ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎ、Ｒｅｃｅｉｖｅｄ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｓｔｒｅｎｇｔｈ　Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ、受信信号強度）、受信電界強度、Ｃ／Ｎ（Ｃａｒｒｉｅｒ－ｔｏ－ｎｏｉｓｅ　ｐｏｗｅｒ　ｒａｔｉｏ）、ＢＥＲ（Ｂｉｔ　Ｅｒｒｏｒ　Ｒａｔｅ：ビットエラー率）、パケットエラー率、フレームエラー率、チャネル状態情報（Ｃｈａｎｎｅｌ　Ｓｔａｔｅ　Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）等に基づいて算出される受信品質を示す指標であり、信号レベル、信号の優劣を示す信号である。この場合、復調部３７０２は受信した信号のＲＳＳＩ、受信電界強度、Ｃ／Ｎ、ＢＥＲ、パケットエラー率、フレームエラー率、チャネル状態情報等を測定する受信品質測定部を備え、受信機３７００はユーザの操作に応じてアンテナレベル（信号レベル、信号の優劣を示す信号）をユーザが識別可能な形式で映像表示部３７０７に表示する。アンテナレベル（信号レベル、信号の優劣を示す信号）の表示形式は、ＲＳＳＩ、受信電界強度、Ｃ／Ｎ、ＢＥＲ、パケットエラー率、フレームエラー率、チャネル状態情報等に応じた数値を表示するものであっても良いし、ＲＳＳＩ、受信電界強度、Ｃ／Ｎ、ＢＥＲ、パケットエラー率、フレームエラー率、チャネル状態情報等に応じて異なる画像を表示するようなものであっても良い。また、受信機３７００は、上記各実施の形態で示した受信方法を用いて受信して分離された複数のストリームｓ１、ｓ２、・・・毎に求めた複数のアンテナレベル（信号レベル、信号の優劣を示す信号）を表示しても良いし、複数のストリームｓ１、ｓ２、・・・から求めた１つのアンテナレベル（信号レベル、信号の優劣を示す信号）を表示しても良い。また、番組を構成する映像データや音声データが階層伝送方式を用いて送信されている場合は、階層毎に信号のレベル（信号の優劣を示す信号）を示しても可能である。
　上記の構成により、ユーザは上記各実施の形態で示した受信方法を用いて受信する場合のアンテナレベル（信号レベル、信号の優劣を示す信号）を数値的に、または、視覚的に把握することができる。
　なお、上記の説明では受信機３７００が、音声出力部３７０６、映像表示部３７０７、記録部３７０８、ストリーム出力ＩＦ３７０９、及びＡＶ出力ＩＦ３７１１を備えている場合を例に挙げて説明したが、これらの構成の全てを備えている必要はない。受信機３７００が上記の構成のうち少なくともいずれか一つを備えていれば、ユーザは復調部３７０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データを利用することができるため、各受信機はその用途に合わせて上記の構成を任意に組み合わせて備えていれば良い。
（多重化データ）
　次に、多重化データの構造の一例について詳細に説明する。放送に用いられるデータ構造としてはＭＰＥＧ２－トランスポートストリーム（ＴＳ）が一般的であり、ここではＭＰＥＧ２－ＴＳを例に挙げて説明する。しかし、上記各実施の形態で示した送信方法及び受信方法で伝送される多重化データのデータ構造はＭＰＥＧ２－ＴＳに限られず、他のいかなるデータ構造であっても上記の各実施の形態で説明した効果を得られることは言うまでもない。
　図３８は、多重化データの構成の一例を示す図である。図３８に示すように多重化データは、各サービスで現在提供されている番組（ｐｒｏｇｒａｍまたはその一部であるｅｖｅｎｔ）を構成する要素である、例えばビデオストリーム、オーディオストリーム、プレゼンテーショングラフィックスストリーム（ＰＧ）、インタラクティブグラファイックスストリーム（ＩＧ）などのエレメンタリーストリームのうち、１つ以上を多重化することで得られる。多重化データで提供されている番組が映画の場合、ビデオストリームは映画の主映像および副映像を、オーディオストリームは映画の主音声部分と当該主音声とミキシングする副音声を、プレゼンテーショングラフィックスストリームとは映画の字幕をそれぞれ示している。ここで主映像とは画面に表示される通常の映像を示し、副映像とは主映像の中に小さな画面で表示する映像（例えば、映画のあらすじを示したテキストデータの映像など）のことである。また、インタラクティブグラフィックスストリームは、画面上にＧＵＩ部品を配置することにより作成される対話画面を示している。
　多重化データに含まれる各ストリームは、各ストリームに割り当てられた識別子であるＰＩＤによって識別される。例えば、映画の映像に利用するビデオストリームには０ｘ１０１１が、オーディオストリームには０ｘ１１００から０ｘ１１１Ｆまでが、プレゼンテーショングラフィックスには０ｘ１２００から０ｘ１２１Ｆまでが、インタラクティブグラフィックスストリームには０ｘ１４００から０ｘ１４１Ｆまでが、映画の副映像に利用するビデオストリームには０ｘ１Ｂ００から０ｘ１Ｂ１Ｆまで、主音声とミキシングする副音声に利用するオーディオストリームには０ｘ１Ａ００から０ｘ１Ａ１Ｆが、それぞれ割り当てられている。
　図３９は、多重化データがどのように多重化されているかの一例を模式的に示す図である。まず、複数のビデオフレームからなるビデオストリーム３９０１、複数のオーディオフレームからなるオーディオストリーム３９０４を、それぞれＰＥＳパケット列３９０２および３９０５に変換し、ＴＳパケット３９０３および３９０６に変換する。同じくプレゼンテーショングラフィックスストリーム３９１１およびインタラクティブグラフィックス３９１４のデータをそれぞれＰＥＳパケット列３９１２および３９１５に変換し、さらにＴＳパケット３９１３および３９１６に変換する。多重化データ３９１７はこれらのＴＳパケット（３９０３、３９０６、３９１３、３９１６）を１本のストリームに多重化することで構成される。
　図４０は、ＰＥＳパケット列に、ビデオストリームがどのように格納されるかをさらに詳しく示している。図４０における第１段目はビデオストリームのビデオフレーム列を示す。第２段目は、ＰＥＳパケット列を示す。図４０の矢印ｙｙ１，ｙｙ２，ｙｙ３，ｙｙ４に示すように、ビデオストリームにおける複数のＶｉｄｅｏ　Ｐｒｅｓｅｎｔａｔｉｏｎ　ＵｎｉｔであるＩピクチャ、Ｂピクチャ、Ｐピクチャは、ピクチャ毎に分割され、ＰＥＳパケットのペイロードに格納される。各ＰＥＳパケットはＰＥＳヘッダを持ち、ＰＥＳヘッダには、ピクチャの表示時刻であるＰＴＳ（Ｐｒｅｓｅｎｔａｔｉｏｎ　Ｔｉｍｅ－Ｓｔａｍｐ）やピクチャの復号時刻であるＤＴＳ（Ｄｅｃｏｄｉｎｇ　Ｔｉｍｅ－Ｓｔａｍｐ）が格納される。
　図４１は、多重化データに最終的に書き込まれるＴＳパケットの形式を示している。ＴＳパケットは、ストリームを識別するＰＩＤなどの情報を持つ４ＢｙｔｅのＴＳヘッダとデータを格納する１８４ＢｙｔｅのＴＳペイロードから構成される１８８Ｂｙｔｅ固定長のパケットであり、上記ＰＥＳパケットは分割されＴＳペイロードに格納される。ＢＤ－ＲＯＭの場合、ＴＳパケットには、４ＢｙｔｅのＴＰ＿Ｅｘｔｒａ＿Ｈｅａｄｅｒが付与され、１９２Ｂｙｔｅのソースパケットを構成し、多重化データに書き込まれる。ＴＰ＿Ｅｘｔｒａ＿ＨｅａｄｅｒにはＡＴＳ（Ａｒｒｉｖａｌ＿Ｔｉｍｅ＿Ｓｔａｍｐ）などの情報が記載される。ＡＴＳは当該ＴＳパケットのデコーダのＰＩＤフィルタへの転送開始時刻を示す。多重化データには図４１下段に示すようにソースパケットが並ぶこととなり、多重化データの先頭からインクリメントする番号はＳＰＮ（ソースパケットナンバー）と呼ばれる。
　また、多重化データに含まれるＴＳパケットには、ビデオストリーム、オーディオストリーム、プレゼンテーショングラフィックスストリームなどの各ストリーム以外にもＰＡＴ（Ｐｒｏｇｒａｍ　Ａｓｓｏｃｉａｔｉｏｎ　Ｔａｂｌｅ）、ＰＭＴ（Ｐｒｏｇｒａｍ　Ｍａｐ　Ｔａｂｌｅ）、ＰＣＲ（Ｐｒｏｇｒａｍ　Ｃｌｏｃｋ　Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ）などがある。ＰＡＴは多重化データ中に利用されるＰＭＴのＰＩＤが何であるかを示し、ＰＡＴ自体のＰＩＤは０で登録される。ＰＭＴは、多重化データ中に含まれる映像・音声・字幕などの各ストリームのＰＩＤと各ＰＩＤに対応するストリームの属性情報（フレームレート、アスペクト比など）を持ち、また多重化データに関する各種ディスクリプタを持つ。ディスクリプタには多重化データのコピーを許可・不許可を指示するコピーコントロール情報などがある。ＰＣＲは、ＡＴＳの時間軸であるＡＴＣ（Ａｒｒｉｖａｌ　Ｔｉｍｅ　Ｃｌｏｃｋ）とＰＴＳ・ＤＴＳの時間軸であるＳＴＣ（Ｓｙｓｔｅｍ　Ｔｉｍｅ　Ｃｌｏｃｋ）の同期を取るために、そのＰＣＲパケットがデコーダに転送されるＡＴＳに対応するＳＴＣ時間の情報を持つ。
　図４２は、ＰＭＴのデータ構造を詳しく説明する図である。ＰＭＴの先頭には、そのＰＭＴに含まれるデータの長さなどを記したＰＭＴヘッダが配置される。その後ろには、多重化データに関するディスクリプタが複数配置される。上記コピーコントロール情報などが、ディスクリプタとして記載される。ディスクリプタの後には、多重化データに含まれる各ストリームに関するストリーム情報が複数配置される。ストリーム情報は、ストリームの圧縮コーデックなどを識別するためのストリームタイプ、ストリームのＰＩＤ、ストリームの属性情報（フレームレート、アスペクト比など）が記載されたストリームディスクリプタから構成される。ストリームディスクリプタは多重化データに存在するストリームの数だけ存在する。
　記録媒体などに記録する場合には、上記多重化データは、多重化データ情報ファイルと共に記録される。
　図４３は、その多重化データ情報ファイルの構成を示す図である。多重化データ情報ファイルは、図４３に示すように多重化データの管理情報であり、多重化データと１対１に対応し、多重化データ情報、ストリーム属性情報とエントリマップから構成される。
　多重化データ情報は図４３に示すようにシステムレート、再生開始時刻、再生終了時刻から構成されている。システムレートは多重化データの、後述するシステムターゲットデコーダのＰＩＤフィルタへの最大転送レートを示す。多重化データ中に含まれるＡＴＳの間隔はシステムレート以下になるように設定されている。再生開始時刻は多重化データの先頭のビデオフレームのＰＴＳであり、再生終了時刻は多重化データの終端のビデオフレームのＰＴＳに１フレーム分の再生間隔を足したものが設定される。
　図４４は、多重化データ情報ファイルに含まれるストリーム属性情報の構成を示す図である。ストリーム属性情報は図４４に示すように、多重化データに含まれる各ストリームについての属性情報が、ＰＩＤ毎に登録される。属性情報はビデオストリーム、オーディオストリーム、プレゼンテーショングラフィックスストリーム、インタラクティブグラフィックスストリーム毎に異なる情報を持つ。ビデオストリーム属性情報は、そのビデオストリームがどのような圧縮コーデックで圧縮されたか、ビデオストリームを構成する個々のピクチャデータの解像度がどれだけであるか、アスペクト比はどれだけであるか、フレームレートはどれだけであるかなどの情報を持つ。オーディオストリーム属性情報は、そのオーディオストリームがどのような圧縮コーデックで圧縮されたか、そのオーディオストリームに含まれるチャンネル数は何であるか、何の言語に対応するか、サンプリング周波数がどれだけであるかなどの情報を持つ。これらの情報は、プレーヤが再生する前のデコーダの初期化などに利用される。
　本実施の形態においては、上記多重化データのうち、ＰＭＴに含まれるストリームタイプを利用する。また、記録媒体に多重化データが記録されている場合には、多重化データ情報に含まれる、ビデオストリーム属性情報を利用する。具体的には、上記各実施の形態で示した動画像符号化方法または装置において、ＰＭＴに含まれるストリームタイプ、または、ビデオストリーム属性情報に対し、上記各実施の形態で示した動画像符号化方法または装置によって生成された映像データであることを示す固有の情報を設定するステップまたは手段を設ける。この構成により、上記各実施の形態で示した動画像符号化方法または装置によって生成した映像データと、他の規格に準拠する映像データとを識別することが可能になる。
　図４５は、放送局（基地局）から送信された、映像および音声のデータ、または、データ放送のためのデータを含む変調信号を受信する受信装置４５０４を含む映像音声出力装置４５００の構成の一例を示している。なお、受信装置４５０４の構成は、図３７の受信装置３７００に相当する。映像音声出力装置４５００には、例えば、ＯＳ（Operating System：オペレーティングシステム）が搭載されており、また、インターネットに接続するための通信装置４５０６（例えば、無線ＬＡＮ（Local Area Network）やイーザーネットのための通信装置）が搭載されている。これにより、映像を表示する部分４５０１では、映像および音声のデータ、または、データ放送のためのデータにおける映像４５０２、および、インターネット上で提供されるハイパーテキスト（World Wide Web（ワールド ワイド　ウェブ：WWW））４５０３を同時に表示することが可能となる。そして、リモコン（携帯電話やキーボードであってもよい）４５０７を操作することにより、データ放送のためのデータにおける映像４５０２、インターネット上で提供されるハイパーテキスト４５０３のいずれかを選択し、動作を変更することになる。例えば、インターネット上で提供されるハイパーテキスト４５０３が選択された場合、表示しているWWWのサイトを、リモコンを操作することにより、変更することになる。また、映像および音声のデータ、または、データ放送のためのデータにおける映像４５０２が選択されている場合、リモコン４５０７により、選局したチャネル（選局した（テレビ）番組、選局した音声放送）の情報を送信する。すると、ＩＦ４５０５は、リモコンで送信された情報を取得し、受信装置４５０４は、選局したチャネルに相当する信号を復調、誤り訂正復号等の処理を行い、受信データを得ることになる。このとき、受信装置４５０４は、選局したチャネルに相当する信号に含まれる伝送方法（これについては、図５に記載のとおりである。）の情報を含む制御シンボルの情報を得ることで、受信動作、復調方法、誤り訂正復号等の方法を正しく設定することで、放送局（基地局）で送信したデータシンボルに含まれるデータを得ることが可能となる。上述では、ユーザは、リモコン４５０７によって、チャネルを選局する例を説明したが、映像音声出力装置４５００が搭載している選局キーを用いて、チャネルを選局しても、上記と同様の動作となる。
　また、インターネットを用い、映像音声出力装置４５００を操作してもよい。例えば、他のインターネット接続している端末から、映像音声出力装置４５００に対し、録画（記憶）の予約を行う。（したがって、映像音声出力装置４５００は、図３７のように、記録部３７０８を有していることになる。）そして、録画を開始する前に、チャネルを選局することになり、受信装置４５０４は、選局したチャネルに相当する信号を復調、誤り訂正復号等の処理を行い、受信データを得ることになる。このとき、受信装置４５０４は、選局したチャネルに相当する信号に含まれる伝送方法（上記の実施の形態で述べた伝送方式、変調方式、誤り訂正方式等）（これについては、図５に記載のとおりである。）の情報を含む制御シンボルの情報を得ることで、受信動作、復調方法、誤り訂正復号等の方法を正しく設定することで、放送局（基地局）で送信したデータシンボルに含まれるデータを得ることが可能となる。
 
（その他補足）
　本明細書において、送信装置を具備しているのは、例えば、放送局、基地局、アクセスポイント、端末、携帯電話（ｍｏｂｉｌｅ　ｐｈｏｎｅ）等の通信・放送機器であることが考えられ、このとき、受信装置を具備しているのは、テレビ、ラジオ、端末、パーソナルコンピュータ、携帯電話、アクセスポイント、基地局等の通信機器であることが考えられる。また、本発明における送信装置、受信装置は、通信機能を有している機器であって、その機器が、テレビ、ラジオ、パーソナルコンピュータ、携帯電話等のアプリケーションを実行するための装置に何らかのインターフェース（例えば、ＵＳＢ）を介して接続できるような形態であることも考えられる。
　また、本実施の形態では、データシンボル以外のシンボル、例えば、パイロットシンボル（パイロットシンボルをプリアンブル、ユニークワード、ポストアンブル、リファレンスシンボル、スキャッタードパイロット等と呼んでもよい。）、制御情報用のシンボルなどが、フレームにどのように配置されていてもよい。そして、ここでは、パイロットシンボル、制御情報用のシンボルと名付けているが、どのような名付け方を行ってもよく、機能自身が重要となっている。
　パイロットシンボルは、例えば、送受信機において、ＰＳＫ変調を用いて変調した既知のシンボル（または、受信機が同期をとることによって、受信機は、送信機が送信したシンボルを知ることができてもよい。）であればよく、受信機は、このシンボルを用いて、周波数同期、時間同期、（各変調信号の）チャネル推定（ＣＳＩ（Ｃｈａｎｎｅｌ　Ｓｔａｔｅ　Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）の推定）、信号の検出等を行うことになる。
　また、制御情報用のシンボルは、（アプリケーション等の）データ以外の通信を実現するための、通信相手に伝送する必要がある情報（例えば、通信に用いている変調方式・誤り訂正符号化方式・誤り訂正符号化方式の符号化率、上位レイヤーでの設定情報等）を伝送するためのシンボルである。
　なお、本発明はすべての実施の形態に限定されず、種々変更して実施することが可能である。例えば、上記実施の形態では、通信装置として行う場合について説明しているが、これに限られるものではなく、この通信方法をソフトウェアとして行うことも可能である。
　また、上記では、２つの変調信号を２つのアンテナから送信する方法における位相変更方法について説明したが、これに限ったものではなく、４つのマッピング後の信号に対し、プリコーディングを行うとともに位相を変更して、４つの変調信号を生成し、４つのアンテナから送信する方法、つまり、Ｎ個のマッピング後の信号に対し、プリコーディングを行い、Ｎ個の変調信号を生成し、Ｎ個のアンテナから送信する方法においても同様に位相を規則的に変更する、位相変更方法としても同様に実施することができる。
　また、上記実施の形態に示したシステム例では、２つの変調信号を２つのアンテナから送信し、それぞれを２つのアンテナで受信するＭＩＭＯ方式の通信システムを開示したが、本発明は、当然にＭＩＳＯ（Multiple Input Single Output）方式の通信システムにも適用できる。ＭＩＳＯ方式の場合、受信装置は、図７に示す構成のうち、アンテナ７０１＿Ｙ、無線部７０３＿Ｙ、変調信号ｚ１のチャネル変動推定部７０７＿１、変調信号ｚ２のチャネル変動推定部７０７＿２がない構成となるが、この場合であっても、上記実施の形態１に示した処理を実行することで、ｒ１、ｒ２それぞれを推定することができる。なお、同一周波数帯、同一時間において、送信された複数の信号を１つのアンテナで受信して復号できることは周知のことであり、本明細書においては、信号処理部における送信側で変更された位相を戻すための処理が従来技術に追加される処理となる。
　また、本発明の説明で示したシステム例では、２つの変調信号を２つのアンテナから送信し、それぞれを２つのアンテナで受信するＭＩＭＯ方式の通信システムを開示したが、本発明は、当然にＭＩＳＯ（Multiple Input Single Output）方式の通信システムにも適用できる。ＭＩＳＯ方式の場合、送信装置において、プリコーディングと位相変更を適用している点は、これまでの説明のとおりである。一方で、受信装置は、図７に示す構成のうち、アンテナ７０１＿Ｙ、無線部７０３＿Ｙ、変調信号ｚ１のチャネル変動推定部７０７＿１、変調信号ｚ２のチャネル変動推定部７０７＿２がない構成となるが、この場合であっても、本明細書の中で示した処理を実行することで、送信装置が送信したデータを推定することができる。なお、同一周波数帯、同一時間において、送信された複数の信号を１つのアンテナで受信して復号できることは周知のこと（１アンテナ受信において、ML演算等（Max-log APP等）の処理を施せばよい。）であり、本発明では、図７の信号処理部７１１において、送信側で用いたプリコーディングと位相変更を考慮した復調（検波）を行えばよいことになる。
　本明細書では、「プリコーディング」「プリコーディングウェイト」「プリコーディング行列」等の用語を用いているが、呼び方自身は、どのようなものでもよく（例えば、コードブック（codebook）と呼んでもよい。）、本発明では、その信号処理自身が重要となる。
　また、本明細書では、送信方法としてＯＦＤＭ方式を用いた場合を中心に説明したが、これに限ったものではなく、ＯＦＤＭ方式以外のマルチキャリア方式、シングルキャリア方式を用いた場合にも同様に実施することは可能である。このとき、スペクトル拡散通信方式を用いていてもよい。なお、シングルキャリア方式を用いている場合、位相変更は時間軸方向で位相変更が行われることになる。
　また、本明細書において、受信装置で、ML演算、APP、Max-log APP、ZF、MMSE等を用いて説明しているが、この結果、送信装置が送信したデータの各ビットの軟判定結果（対数尤度、対数尤度比）や硬判定結果（「０」または「１」）を得ることになるが、これらを総称して、検波、復調、検出、推定、分離と呼んでもよい。
　ストリームｓ１（ｔ）、ｓ２（ｔ）（ｓ１（ｉ）、ｓ２（ｉ））により、異なるデータを伝送してもよいし、同一のデータを伝送してもよい。
　また、２ストリームのベースバンド信号ｓ１（ｉ）、ｓ２（ｉ）（ただし、ｉは、（時間、または、周波数（キャリア）の）順番をあらわす）に対し、規則的な位相変更およびプリコーディングを行い（順番はどちらが先であってもよい）生成された、両者の信号処理後のベースバンド信号ｚ１（ｉ）、ｚ２（ｉ）において、両者の信号処理後のベースバンド信号ｚ１（ｉ）の同相Ｉ成分をＩ１（ｉ）、直交成分をＱ１（ｉ）とし、両者の信号処理後のベースバンド信号ｚ２（ｉ）の同相Ｉ成分をＩ２（ｉ）、直交成分をＱ２（ｉ）とする。このとき、ベースバンド成分の入れ替えを行い、
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＩ１（ｉ）、直交成分をＱ２（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＩ２（ｉ）、直交成分をＱ１（ｉ）
とし、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）に相当する変調信号を送信アンテナ１、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）に相当する変調信号を送信アンテナ２から、同一時刻に同一周波数を用いて送信する、というように、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）に相当する変調信号と入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）を異なるアンテナから、同一時刻に同一周波数を用いて送信するとしてもよい。また、
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＩ１（ｉ）、直交成分をI２（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＱ１（ｉ）、直交成分をＱ２（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＩ２（ｉ）、直交成分をI１（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＱ１（ｉ）、直交成分をＱ２（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＩ１（ｉ）、直交成分をI２（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＱ２（ｉ）、直交成分をＱ１（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＩ２（ｉ）、直交成分をI１（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＱ２（ｉ）、直交成分をＱ１（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＩ１（ｉ）、直交成分をＱ２（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＱ１（ｉ）、直交成分をＩ２（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＱ２（ｉ）、直交成分をＩ１（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＩ２（ｉ）、直交成分をＱ１（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＱ２（ｉ）、直交成分をＩ１（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＱ１（ｉ）、直交成分をＩ２（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＩ１（ｉ）、直交成分をI２（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＱ１（ｉ）、直交成分をＱ２（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＩ２（ｉ）、直交成分をI１（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＱ１（ｉ）、直交成分をＱ２（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＩ１（ｉ）、直交成分をI２（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＱ２（ｉ）、直交成分をＱ１（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＩ２（ｉ）、直交成分をI１（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＱ２（ｉ）、直交成分をＱ１（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＩ１（ｉ）、直交成分をＱ２（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＩ２（ｉ）、直交成分をＱ１（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＩ１（ｉ）、直交成分をＱ２（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＱ１（ｉ）、直交成分をＩ２（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＱ２（ｉ）、直交成分をＩ１（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＩ２（ｉ）、直交成分をＱ１（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＱ２（ｉ）、直交成分をＩ１（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＱ１（ｉ）、直交成分をＩ２（ｉ）
としてもよい。また、上述では、２ストリームの信号に対し両者の信号処理を行い、両者の信号処理後の信号の同相成分と直交成分の入れ替えについて説明したが、これに限ったものではなく、２ストリームより多い信号に対し両者の信号処理後を行い、両者の信号処理後の信号の同相成分と直交成分の入れ替えを行うことも可能である。
　また、上記の例では、同一時刻（同一周波数（（サブ）キャリア））のベースバンド信号の入れ替えを説明しているが、同一時刻のベースバンド信号の入れ替えでなくてもよい。例として、以下のように記述することができる
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＩ１（ｉ＋ｖ）、直交成分をＱ２（ｉ＋ｗ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＩ２（ｉ＋ｗ）、直交成分をＱ１（ｉ＋ｖ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＩ１（ｉ＋ｖ）、直交成分をI２（ｉ＋ｗ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＱ１（ｉ＋ｖ）、直交成分をＱ２（ｉ＋ｗ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＩ２（ｉ＋ｗ）、直交成分をI１（ｉ＋ｖ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＱ１（ｉ＋ｖ）、直交成分をＱ２（ｉ＋ｗ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＩ１（ｉ＋ｖ）、直交成分をI２（ｉ＋ｗ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＱ２（ｉ＋ｗ）、直交成分をＱ１（ｉ＋ｖ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＩ２（ｉ＋ｗ）、直交成分をI１（ｉ＋ｖ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＱ２（ｉ＋ｗ）、直交成分をＱ１（ｉ＋ｖ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＩ１（ｉ＋ｖ）、直交成分をＱ２（ｉ＋ｗ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＱ１（ｉ＋ｖ）、直交成分をＩ２（ｉ＋ｗ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＱ２（ｉ＋ｗ）、直交成分をＩ１（ｉ＋ｖ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＩ２（ｉ＋ｗ）、直交成分をＱ１（ｉ＋ｖ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＱ２（ｉ＋ｗ）、直交成分をＩ１（ｉ＋ｖ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＱ１（ｉ＋ｖ）、直交成分をＩ２（ｉ＋ｗ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＩ１（ｉ＋ｖ）、直交成分をI２（ｉ＋ｗ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＱ１（ｉ＋ｖ）、直交成分をＱ２（ｉ＋ｗ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＩ２（ｉ＋ｗ）、直交成分をI１（ｉ＋ｖ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＱ１（ｉ＋ｖ）、直交成分をＱ２（ｉ＋ｗ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＩ１（ｉ＋ｖ）、直交成分をI２（ｉ＋ｗ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＱ２（ｉ＋ｗ）、直交成分をＱ１（ｉ＋ｖ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＩ２（ｉ＋ｗ）、直交成分をI１（ｉ＋ｖ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＱ２（ｉ＋ｗ）、直交成分をＱ１（ｉ＋ｖ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＩ１（ｉ＋ｖ）、直交成分をＱ２（ｉ＋ｗ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＩ２（ｉ＋ｗ）、直交成分をＱ１（ｉ＋ｖ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＩ１（ｉ＋ｖ）、直交成分をＱ２（ｉ＋ｗ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＱ１（ｉ＋ｖ）、直交成分をＩ２（ｉ＋ｗ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＱ２（ｉ＋ｗ）、直交成分をＩ１（ｉ＋ｖ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＩ２（ｉ＋ｗ）、直交成分をＱ１（ｉ＋ｖ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＱ２（ｉ＋ｗ）、直交成分をＩ１（ｉ＋ｖ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＱ１（ｉ＋ｖ）、直交成分をＩ２（ｉ＋ｗ）
　図５５は、上記の記載を説明するためのベースバンド信号入れ替え部５５０２を示す図である。図５５に示すように、両者の信号処理後のベースバンド信号ｚ１（ｉ）５５０１＿１、ｚ２（ｉ）５５０１＿２において、両者の信号処理後のベースバンド信号ｚ１（ｉ）５５０１＿１の同相Ｉ成分をＩ１（ｉ）、直交成分をＱ１（ｉ）とし、両者の信号処理後のベースバンド信号ｚ２（ｉ）５５０１＿２の同相Ｉ成分をＩ２（ｉ）、直交成分をＱ２（ｉ）とする。そして、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）５５０３＿１の同相成分をＩｒ１（ｉ）、直交成分をＱｒ１（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）５５０３＿２の同相成分をＩｒ２（ｉ）、直交成分をＱｒ２（ｉ）とすると、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）５５０３＿１の同相成分Ｉｒ１（ｉ）、直交成分Ｑｒ１（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）５５０３＿２の同相成分Ｉｒ２（ｉ）、直交成分をＱｒ２（ｉ）は上述で説明したいずれかであらわされるものとする。なお、この例では、同一時刻（同一周波数（（サブ）キャリア））の両者の信号処理後のベースバンド信号の入れ替えについて説明したが、上述のように、異なる時刻（異なる周波数（（サブ）キャリア））の両者の信号処理後のベースバンド信号の入れ替えであってもよい。
　送信装置の送信アンテナ、受信装置の受信アンテナ、共に、図面で記載されている１つのアンテナは、複数のアンテナにより構成されていても良い。
　本明細書において、「∀」は全称記号（universal quantifier）をあらわしており、「∃」は存在記号（existential quantifier）をあらわしている。
　また、本明細書において、複素平面における、例えば、偏角のような、位相の単位は、「ラジアン（radian）」としている。
　複素平面を利用すると、複素数の極座標による表示として極形式で表示できる。複素数 z = a + ｊb （ａ、ｂはともに実数であり、ｊは虚数単位である）に、複素平面上の点 (ａ, ｂ) を対応させたとき、この点が極座標で[r, θ] とあらわされるなら、
ａ＝ｒ×ｃｏｓθ、
ｂ＝ｒ×ｓｉｎθ
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000049
が成り立ち、r は z の絶対値 (r = |z|) であり、θ が偏角 (argument)となる。そして、z = a + ｊbは、ｒｅｊθとあらわされる。
　本発明の説明において、ベースバンド信号、ｓ１、ｓ２、ｚ１、ｚ２は複素信号となるが、複素信号とは、同相信号をＩ、直交信号をQとしたとき、複素信号はＩ + ｊQ（ｊは虚数単位）とあらわされることになる。このとき、Ｉがゼロとなってもよいし、Ｑがゼロとなってもよい。
　本明細書で説明した位相変更方法を用いた放送システムの一例を図４６に示す。図４６において、映像符号化部４６０１は、映像を入力とし、映像符号化を行い、映像符号化後のデータ４６０２を出力する。音声符号化部４６０３は、音声を入力とし、音声符号化を行い、音声符号化後のデータ４６０４を出力する。データ符号化部４６０５は、データを入力とし、データの符号化（例えば、データ圧縮）を行い、データ符号化後のデータ４６０６を出力する。これらをまとめて、情報源符号化部４６００とする。
　送信部４６０７は、映像符号化後のデータ４６０２、音声符号化後のデータ４６０４、データ符号化後のデータ４６０６を入力とし、これらのデータのいずれか、または、これらのデータ全てを送信データとし、誤り訂正符号化、変調、プリコーディング、位相変更等の処理（例えば、図３の送信装置における信号処理）を施し、送信信号４６０８＿１から４６０８＿Ｎを出力する。そして、送信信号４６０８＿１から４６０８＿Ｎはそれぞれアンテナ４６０９＿１から４６０９＿Ｎにより、電波として送信される。
　受信部４６１２は、アンテナ４６１０＿１から４６１０＿Ｍで受信した受信信号４６１１＿１から４６１１＿Ｍを入力とし、周波数変換、位相変更、プリコーディングのデコード、対数尤度比算出、誤り訂正復号等の処理（例えば、図７の受信装置における処理）を施し、受信データ４６１３、４６１５、４６１７を出力する。情報源復号部４６１９は、受信データ４６１３、４６１５、４６１７を入力とし、映像復号化部４６１４は、受信データ４６１３を入力とし、映像用の復号を行い、映像信号を出力し、映像は、テレビ、ディスプレーに表示される。また、音声復号化部４６１６は、受信データ４６１５を入力とし。音声用の復号を行い、音声信号を出力し、音声は、スピーカーから流れる。また、データ復号化部４６１８は、受信データ４６１７を入力とし、データ用の復号を行い、データの情報を出力する。
　また、本発明の説明を行っている実施の形態において、以前にも説明したようにＯＦＤＭ方式のようなマルチキャリア伝送方式において、送信装置が保有している符号化器の数は、いくつであってもよい。したがって、例えば、図４のように、送信装置が、符号化器を１つ具備し、出力を分配する方法を、ＯＦＤＭ方式のようなマルチキャリア伝送方式にも適用することも当然可能である。このとき、図４の無線部３１０Ａ、３１０Ｂを図１２のＯＦＤＭ方式関連処理部１３０１Ａ、１３０１Ｂに置き換えればよいことになる。このとき、ＯＦＤＭ方式関連処理部の説明は、実施の形態１のとおりである。
　また、実施の形態１において、プリコーディング行列の例として、式（３６）を与えたが、これとは別にプリコーディング行列として以下の式を用いる方法が考えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000050
　なお、プリコーディング式（３６）、式(５０)において、αの値として、式（３７）、式（３８）を設定することを記載したが、これに限ったものではなく、α＝１と設定すると、簡単なプリコーディング行列となるので、この値も有効な値の一つである。
　また、実施の形態Ａ１において、図３、図４、図６、図１２、図２５、図２９、図５１、図５３における位相変更部において、周期Ｎのための位相変更値(図３、図４、図６、図１２、図２５、図２９、図５１、図５３では、一方のベースバンド信号にのみ、位相変更を与えることになるので、位相変更値となる。)として、PHASE[i]（i=0,1,2,・・・,N-2,N-1(iは０以上N-1以下の整数)）と表現した。そして、本明細書において、一方のプリコーディング後のベースバンド信号に対し、位相変更を行う場合（つまり、図３、図４、図６、図１２、図２５、図２９、図５１、図５３）、図３、図４、図６、図１２、図２５、図２９、図５１、図５３において、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’のみに位相変更を与えている。このとき、PHASE[k]を以下のように与える。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000051
　このとき、k=0,1,2,・・・,N-2,N-1(kは０以上N-1以下の整数)とする。そして、Ｎ=5, 7, 9, 11, 15とすると受信装置において、良好なデータの受信品質を得ることができる。
　また、本明細書では、２つの変調信号を複数のアンテナで送信する場合における位相変更方法について詳しく説明したが、これに限ったものでは、なく、３つ以上の変調方式のマッピングを行ったベースバンド信号に対し、プリコーディング、位相変更を行い、プリコーディング、位相変更後のベースバンド信号に対し、所定の処理を行い、複数のアンテナから送信する場合についても、同様に実施することができる。
　なお、例えば、上記通信方法を実行するプログラムを予めＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）に格納しておき、そのプログラムをＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ　Ｕｎｉｔ）によって動作させるようにしても良い。
　また、上記通信方法を実行するプログラムをコンピュータで読み取り可能な記憶媒体に格納し、記憶媒体に格納されたプログラムをコンピュータのＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）に記録して、コンピュータをそのプログラムにしたがって動作させるようにしても良い。
　そして、上記の各実施の形態などの各構成は、典型的には集積回路であるＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ　Ｓｃａｌｅ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）として実現されてもよい。これらは、個別に１チップ化されてもよいし、各実施の形態の全ての構成または一部の構成を含むように１チップ化されてもよい。　ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。また、集積回路化の手法はＬＳＩに限られるものではなく、専用回路または汎用プロセッサで実現しても良い。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｇａｔｅ　Ａｒｒａｙ）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用しても良い。
　さらに、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行っても良い。バイオ技術の適用等が可能性としてあり得る。
 
（実施の形態Ｃ１）
　本実施の形態では、実施の形態１で、送信パラメータを変更した際、使用するプリコーディング行列を切り替える場合について説明したが、本実施の形態では、その詳細の例について、上述の（その他の補足）で述べたように、送信パラメータとして、ストリームｓ１（ｔ）、ｓ２（ｔ）において、異なるデータを伝送する場合と同一のデータを伝送する場合で切り替えるときに、使用するプリコーディング行列を切り替える方法、および、これに伴う位相変更方法について説明する。
　本実施の形態の例では、異なる２つの送信アンテナからそれぞれ変調信号を送信する場合、それぞれの変調信号において同一のデータを含んでいる場合と、それぞれの変調信号において異なるデータを送信する場合を切り替えるときについて説明する。
　図５６は、前述のように送信方法を切り替える場合の送信装置の構成の一例を示している。図５６において、図５４と同様に動作するものについては同一符号を付している。図５６において、分配部４０４は、フレーム構成信号３１３を入力としていることが、図５４と異なる点となる。分配部４０４の動作について、図５７を用いて説明する。
　図５７に、同一データを送信する場合と異なるデータを送信する場合の分配部４０４の動作を示している。図５７に示すように、符号化後のデータをｘ１、ｘ２、ｘ３、ｘ４、ｘ５、ｘ６、・・・とすると、同一データを送信する場合、分配後のデータ４０５Ａは、ｘ１、ｘ２、ｘ３、ｘ４、ｘ５、ｘ６、・・・とあらわされ、同様に、分配後のデータ４０５Ｂは、ｘ１、ｘ２、ｘ３、ｘ４、ｘ５、ｘ６、・・・とあらわされる。
　一方、異なるデータを送信する場合、分配後のデータ４０５Ａは、ｘ１、ｘ３、ｘ５、ｘ７、ｘ９、・・・とあらわされ、分配後のデータ４０５Ｂは、ｘ２、ｘ４、ｘ６、ｘ８、ｘ１０、・・・とあらわされる。
　なお、分配部４０４は、入力信号であるフレーム構成信号３１３により、送信モードが、同一データを送信する場合、異なるデータを送信する場合を判断することになる。
　上記の別の方法としては、図５８のように、同一データ送信を行う場合、分配部４０４は、分配後のデータ４０５Ａとしてｘ１、ｘ２、ｘ３、ｘ４、ｘ５、ｘ６、・・・を出力し、分配後のデータ４０５Ｂには、出力を行わない。したがって、フレーム構成信号３１３が、「同一データ送信」を示している場合、分配部４０４の動作は上述のとおりであり、また、図５６におけるインタリーバ３０４Ｂ、マッピング部３０６Ｂは動作しないことになる。そして、図５６におけるマッピング部３０６Ａの出力であるベースバンド信号３０７Ａのみが有効となり、重み付け合成部３０８Ａおよび３０８Ｂの両者の入力信号となる。
　本実施の形態において、一つの特徴となる点は、送信モードを、同一データを送信する場合と異なるデータを送信する場合の切り替えを行う場合に、プリコーディング行列を切り替える点である。実施の形態１の式（３６）、式（３９）で示したように、ｗ１１、ｗ１２、ｗ２１、ｗ２２で構成される行列であらわした場合、同一データを送信する場合のプリコーディング行列は、以下のようにあらわすとよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000052
　式（５２）において、ａは実数とする（ａは複素数であってもよいが、プリコーディングにより、入力するベースバンド信号に位相変更を与えることになるので、回路規模がなるべく大きく、複雑にならないようにすることを考慮すると、実数であったほうがよい。）また、ａが１の場合、重み付け合成部３０８Ａ、３０８Ｂは、重み付け合成の動作をせずに、入力信号をそのまま出力することになる。
　したがって、「同一データを送信する」場合、重み付け合成部３０８Ａ、３０８Ｂの出力信号となる、重み付け合成後のベースバンド信号３０９Ａと重み付け合成後のベースバンド信号３１６Ｂは同一の信号となる。
　そして、位相変更部５２０１は、フレーム構成信号３１３が「同一データを送信する」であることを示している場合、重み付け合成後のベースバンド信号３０９Ａに位相変更を施し、位相変更後のベースバンド信号５２０２を出力する。そして、位相変更部３１７Ｂは、フレーム構成信号３１３が「同一データを送信する」であることを示している場合、重み付け合成後のベースバンド信号３１６Ｂに位相変更を施し、位相変更後のベースバンド信号３０９Ｂを出力する。なお、位相変更部５２０１で施す位相変更をｅｊＡ（ｔ）（または、ｅｊＡ（ｆ）または、ｅｊＡ（ｔ、ｆ））（ただし、ｔは時間、ｆは周波数）とし（したがって、ｅｊＡ（ｔ）（または、ｅｊＡ（ｆ）または、ｅｊＡ（ｔ、ｆ））は、入力されたベースバンド信号に乗算する値である。）、位相変更部３１７Ｂで施す位相変更をｅｊＢ（ｔ）（または、ｅｊＢ（ｆ）または、ｅｊＢ（ｔ、ｆ））（ただし、ｔは時間、ｆは周波数）とすると（したがって、ｅｊＢ（ｔ）（または、ｅｊＢ（ｆ）または、ｅｊＢ（ｔ、ｆ））は、入力されたベースバンド信号に乗算する値である。）、以下の条件を満たすことが重要となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000053
　このようにすることで、送信信号は、マルチパスの影響を軽減することができるため、受信装置において、データの受信品質を向上させることができる。（ただし、位相変更は、重み付け合成後のベースバンド信号３０９Ａと重み付け合成後のベースバンド信号３１６Ｂのうち、一方のみに行う構成としてもよい。）
　なお、図５６において、位相変更後のベースバンド信号５２０２は、ＯＦＤＭを用いている場合、ＩＦＦＴ、周波数変換等の処理を施し、送信アンテナから送信される。（図１３参照）（したがって、位相変更後のベースバンド信号５２０２は、図１３の信号１３０１Ａであると考えればよい。）同様に、位相変更後のベースバンド信号３０９Ｂは、ＯＦＤＭを用いている場合、ＩＦＦＴ、周波数変換等の処理を施し、送信アンテナから送信される。（図１３参照）（したがって、位相変更後のベースバンド信号３０９Ｂは、図１３の信号１３０１Ｂであると考えればよい。）
　一方、送信モードとして、「異なるデータを送信する」が選択されている場合、実施の形態１で示したように、式（３６）、式（３９）、式（５０）のいずれかであらわされるものとする。このとき、図５６の位相変更部５２０１、３１７Ｂは、「同一のデータを送信」する場合とは異なる位相変更方法を行うことが重要となる。特に、この場合、実施の形態１で述べたように、例えば、位相変更部５２０１は位相変更を行い、位相変更部３１７Ｂは位相変更を行わない、または、位相変更部５２０１は位相変更を行わず、位相変更部３１７Ｂは位相変更を行う、というように、２つの位相変更部のうち、いずれか一方のみ位相変更を行う、というようにすれば、ＬＯＳ環境、ＮＬＯＳ環境の両者で、受信装置は、良好なデータの受信品質を得ることができる。
　なお、送信モードとして、「異なるデータを送信する」が選択されている場合、プリコーディング行列として、式（５２）を用いてもよいが、式（３６）、式（５０）、または、式（３９）であらわされ、かつ、式（５２）と異なるプリコーディング行列を用いると、受信装置において、特に、ＬＯＳ環境におけるデータの受信品質をさらに向上させることができる可能性がある。
　また、本実施の形態は、送信方法としてＯＦＤＭ方式を用いた場合を例に説明したが、これに限ったものではなく、ＯＦＤＭ方式以外のマルチキャリア方式、シングルキャリア方式を用いた場合にも同様に実施することは可能である。このとき、スペクトル拡散通信方式を用いていてもよい。なお、シングルキャリア方式を用いている場合、位相変更は時間軸方向で位相変更が行われることになる。
　なお、実施の形態３で説明したように、「異なるデータを送信する」送信方法の場合、データシンボルのみに対し、位相変更を行うものとした。しかし、本実施の形態において説明した「同一データを送信する」の送信方法のとき、位相変更は、データシンボルに限らず、送信信号の送信フレームに挿入されているパイロットシンボルや制御シンボル等のシンボルに対しても位相変更を行うことになる。（ただし、パイロットシンボルや制御シンボル等のシンボルに対しても位相変更を行わないようにしてもよいが、ダイバーシチゲインを得るためには、位相変更を行うとよい。）
 
（実施の形態Ｃ２）
　本実施の形態では、実施の形態Ｃ１を応用した基地局の構成方法について説明する。
　図５９に基地局（放送局）と端末の関係を示している。端末Ｐ（５９０７）は、基地局Ａ（５９０２Ａ）のアンテナ５９０４Ａから送信された送信信号５９０３Ａとアンテナ５９０６Ａから送信された送信信号５９０５Ａを受信し、所定の処理を行い、受信データを得ているものとする。
　端末Ｑ（５９０８）は、基地局Ａ（５９０２Ａ）のアンテナ５９０４Ａから送信された送信信号５９０３Ａと基地局Ｂ（５９０２Ｂ）のアンテナ５９０４Ｂから送信された送信信号５９０３Ｂを受信し、所定の処理を行い、受信データを得ているものとする。
　図６０および図６１は、基地局Ａ（５９０２Ａ）がアンテナ５９０４Ａ、アンテナ５９０６Ａから送信する送信信号５９０３Ａ、送信信号５９０５Ａの周波数割り当て、および、基地局Ｂ（５９０２Ｂ）がアンテナ５９０４Ｂ、アンテナ５９０６Ｂから送信する送信信号５９０３Ｂ、送信信号５９０５Ｂの周波数割り当て、を示している。図６０、図６１における図では、横軸を周波数、縦軸を送信パワーとする。
　図６０に示すように、基地局Ａ（５９０２Ａ）が送信する送信信号５９０３Ａ、送信信号５９０５Ａ、および、基地局Ｂ（５９０２Ｂ）が送信する送信信号５９０３Ｂ、送信信号５９０５Ｂは少なくとも周波数帯域Ｘと周波数帯域Ｙを使用しており、周波数帯域Ｘを用いて、第１のチャネルのデータの伝送を行っており、また、周波数帯域Ｙを用いて、第２のチャネルのデータの伝送を行っているものとする。
　したがって、端末Ｐ（５９０７）は、基地局Ａ（５９０２Ａ）のアンテナ５９０４Ａから送信された送信信号５９０３Ａとアンテナ５９０６Ａから送信された送信信号５９０５Ａを受信し、周波数帯域Ｘを抽出し、所定の処理を行い、第１のチャネルのデータを得ることになる。そして、端末Ｑ（５９０８）は、基地局Ａ（５９０２Ａ）のアンテナ５９０４Ａから送信された送信信号５９０３Ａと基地局Ｂ（５９０２Ｂ）のアンテナ５９０４Ｂから送信された送信信号５９０３Ｂを受信し、周波数帯域Ｙを抽出し、所定の処理を行い、第２のチャネルのデータを得ることになる。
　このときの基地局Ａ（５９０２Ａ）および基地局Ｂ（５９０２Ｂ）の構成および動作について説明する。
　基地局Ａ（５９０２Ａ）および基地局Ｂ（５９０２Ｂ）いずれも、実施の形態Ｃ１で説明したように、図５６および図１３で構成された送信装置を具備している。そして、基地局Ａ（５９０２Ａ）は、図６０のように送信する場合、周波数帯域Ｘにおいては、実施の形態Ｃ１で説明したように、異なる２つの変調信号を生成し（プリコーディング、位相変更を行う）、２つの変調信号をそれぞれ図５９のアンテナ５９０４Ａおよび５９０６Ａから送信する。周波数帯域Ｙにおいては、基地局Ａ（５９０２Ａ）は、図５６において、インタリーバ３０４Ａ、マッピング部３０６Ａ、重み付け合成部３０８Ａ、位相変更部５２０１を動作させ、変調信号５２０２を生成し、変調信号５２０２に相当する送信信号を図１３のアンテナ１３１０Ａ、つまり、図５９のアンテナ５９０４Ａから送信する。同様に、基地局Ｂ（５９０２Ｂ）は、図５６において、インタリーバ３０４Ａ、マッピング部３０６Ａ、重み付け合成部３０８Ａ、位相変更部５２０１を動作させ、変調信号５２０２を生成し、変調信号５２０２に相当する送信信号を図１３のアンテナ１３１０Ａ、つまり、図５９のアンテナ５９０４Ｂから送信する。
　なお、周波数帯域Ｙの符号化後のデータの作成については、図５６のように、基地局が個別に符号化後のデータを生成してもよいが、いずれかの基地局で作成した符号化後のデータを、別の基地局に転送してもよい。また、別の方法としては、変調信号をいずれかの基地局が生成し、生成した変調信号を、別の基地局に渡すような構成としてもよい。
　また、図５９において、信号５９０１は、送信モード（「同一のデータを送信」または「異なるデータを送信」）に関する情報を含んでいることになり、基地局は、この信号を取得することで、各周波数帯域における変調信号の生成方法を切り替えることになる。ここでは、信号５９０１は、図５９のように他の機器あるいはネットワークから入力しているが、例えば、基地局Ａ（５９０２Ａ）がマスタ局となり、基地局Ｂ（５９０２Ｂ）に信号５９０１に相当する信号をわたすようにしてもよい。
　以上の説明のように、基地局が「異なるデータを送信」する場合、その送信方法に適した、プリコーディング行列、および、位相変更方法を設定し、変調信号を生成することになる。
　一方、「同一のデータを送信」する場合、２つの基地局がそれぞれ、変調信号を生成し、送信することになる。このとき、各基地局は、一つのアンテナから送信するための変調信号を生成することは、２つの基地局を併せて考えた場合、２つの基地局で、式（５２）のプリコーディング行列を設定したことに相当する。なお、位相変更方法については、実施の形態Ｃ１で説明したとおりであり、例えば、（数５３）の条件を満たすとよい。
　また、周波数帯域Ｘと周波数帯域Ｙは時間とともに、送信する方法を変更してもよい。したがって、図６１のように、時間が経過し、図６０のような周波数割り当てから図６１のような周波数割り当てに変更してもよい。
　本実施の形態のようにすることで、「同一のデータを送信」「異なるデータを送信」いずれの場合についても、受信装置において、データの受信品質を向上させることができるという効果を得ることができるとともに、送信装置において、位相変更部の共有化を行うことができるという利点がある。
　また、本実施の形態は、送信方法としてＯＦＤＭ方式を用いた場合を例に説明したが、これに限ったものではなく、ＯＦＤＭ方式以外のマルチキャリア方式、シングルキャリア方式を用いた場合にも同様に実施することは可能である。このとき、スペクトル拡散通信方式を用いていてもよい。なお、シングルキャリア方式を用いている場合、位相変更は時間軸方向で位相変更が行われることになる。
　なお、実施の形態３で説明したように、「異なるデータを送信する」送信方法の場合、データシンボルのみに対し、位相変更を行うものとした。しかし、本実施の形態において説明した「同一データを送信する」の送信方法のとき、位相変更は、データシンボルに限らず、送信信号の送信フレームに挿入されているパイロットシンボルや制御シンボル等のシンボルに対しても位相変更を行うことになる。（ただし、パイロットシンボルや制御シンボル等のシンボルに対しても位相変更を行わないようにしてもよいが、ダイバーシチゲインを得るためには、位相変更を行うとよい。）
 
（実施の形態Ｃ３）
　本実施の形態では、実施の形態Ｃ１を応用した中継器の構成方法について説明する。なお、中継器は、中継局と呼称されることもある。
　図６２に、基地局（放送局）、中継器と端末の関係を示している。基地局６２０１は、図６３に示すように、少なくとも周波数帯域Ｘと周波数帯域Ｙの変調信号を送信する。基地局６２０１は、アンテナ６２０２Ａおよびアンテナ６２０２Ｂからそれぞれ変調信号を送信する。このときの送信方法については、図６３を用いて後に説明する。
　中継器Ａ（６２０３Ａ）は、受信アンテナ６２０４Ａで受信した受信信号６２０５Ａ、および、受信アンテナ６２０６Ａで受信した受信信号６２０７Ａを復調等の処理を施し、受信データを得る。そして、その受信データを端末に伝送するため、送信処理を施し、変調信号６２０９Ａおよび、６２１１Ａを生成し、それぞれ、アンテナ６２１０Ａおよび６２１２Ａから送信する。
　同様に、中継器Ｂ（６２０３Ｂ）は、受信アンテナ６２０４Ｂで受信した受信信号６２０５Ｂ、および、受信アンテナ６２０６Ｂで受信した受信信号６２０７Ｂを復調等の処理を施し、受信データを得る。そして、その受信データを端末に伝送するため、送信処理を施し、変調信号６２０９Ｂおよび６２１１Ｂを生成し、それぞれ、アンテナ６２１０Ｂおよび６２１２Ｂから送信する。なお、ここでは、中継器Ｂ（６２０３Ｂ）は、マスタ中継器であるとし、制御信号６２０８を出力し、中継器Ａ（６２０３Ａ）は、この信号を入力とする。なお、必ずしも、マスタ中継器を設ける必要はなく、基地局６２０１が、中継器Ａ（６２０３Ａ）、中継器Ｂ（６２０３Ｂ）に個別に制御情報を伝送することとしてもよい。
　端末Ｐ（５９０７）は、中継器Ａ（６２０３Ａ）が送信した変調信号を受信し、データを得ることになる。端末Ｑ（５９０８）は、中継器Ａ（６２０３Ａ）および中継器Ｂ（６２０３Ｂ）が送信した信号を受信し、データを得ることになる。端末Ｒ（６２１３）は、中継器Ｂ（６２０３Ｂ）が送信した変調信号を受信し、データを得ることになる。
　図６３は、基地局が送信する送信信号のうち、アンテナ６２０２Ａから送信する変調信号の周波数割り当て、および、アンテナ６２０２Ｂから送信する変調信号の周波数割り当て、を示している。図６３において、横軸を周波数、縦軸を送信パワーとする。
　図６３に示すように、アンテナ６２０２Ａから送信する変調信号、および、アンテナ６２０２Ｂから送信する変調信号は少なくとも周波数帯域Ｘと周波数帯域Ｙを使用しており、周波数帯域Ｘを用いて、第１のチャネルのデータの伝送を行っており、また、周波数帯域Ｙを用いて、第１のチャネルとは異なる第２のチャネルのデータの伝送を行っているものとする。
　そして、第１のチャネルのデータは、実施の形態Ｃ１で説明したように、周波数帯域Ｘを用いて、「異なるデータを送信」するモードで、伝送する。したがって、図６３に示すように、アンテナ６２０２Ａから送信する変調信号、および、アンテナ６２０２Ｂから送信する変調信号は、周波数帯域Ｘの成分を含んでいることになる。そして、周波数帯域Ｘの成分は、中継器Ａおよび中継器Ｂで受信されることになる。したがって、周波数帯域Ｘの変調信号は、実施の形態１、実施の形態Ｃ１で説明したように、マッピング後の信号に対し、プリコーディング（重み付け合成）、および、位相変更が施されることになる。
　第２のチャネルのデータは、図６３では、図６２のアンテナ６２０２Ａから送信される周波数帯域Ｙの成分によりデータが伝送される。そして、周波数帯域Ｙの成分は、中継器Ａおよび中継器Ｂで受信されることになる。
　図６４は、中継器Ａ、中継器Ｂが送信する送信信号のうち、中継器Ａのアンテナ６２１０Ａから送信する変調信号６２０９Ａ、アンテナ６２１２Ａから送信する変調信号６２１１Ａの周波数割り当て、および、中継器Ｂのアンテナ６２１０Ｂから送信する変調信号６２０９Ｂ、アンテナ６２１２Ｂから送信する変調信号６２１１Ｂの周波数割り当て、を示している。図６４において、横軸を周波数、縦軸を送信パワーとする。
　図６４に示すように、アンテナ６２１０Ａから送信する変調信号６２０９Ａ、および、アンテナ６２１２Ａから送信する変調信号６２１１Ａは少なくとも周波数帯域Ｘと周波数帯域Ｙを使用しており、また、アンテナ６２１０Ｂから送信する変調信号６２０９Ｂ、および、アンテナ６２１２Ｂから送信する変調信号６２１１Ｂは少なくとも周波数帯域Ｘと周波数帯域Ｙを使用しており、周波数帯域Ｘを用いて、第１のチャネルのデータの伝送を行っており、また、周波数帯域Ｙを用いて、第２のチャネルのデータの伝送を行っているものとする。
　そして、第１のチャネルのデータは、実施の形態Ｃ１で説明したように、周波数帯域Ｘを用いて、「異なるデータを送信」するモードで、伝送する。したがって、図６４に示すように、アンテナ６２１０Ａから送信する変調信号６２０９Ａ、および、アンテナ６２１２Ａから送信する変調信号６２１１Ａは、周波数帯域Ｘの成分を含んでいることになる。そして、周波数帯域Ｘの成分は、端末Ｐで受信されることになる。同様に、図６４に示すように、アンテナ６２１０Ｂから送信する変調信号６２０９Ｂ、および、アンテナ６２１２Ｂから送信する変調信号６２１１Ｂは、周波数帯域Ｘの成分を含んでいることになる。そして、周波数帯域Ｘの成分は、端末Ｒで受信されることになる。したがって、周波数帯域Ｘの変調信号は、実施の形態１、実施の形態Ｃ１で説明したように、マッピング後の信号に対し、プリコーディング（重み付け合成）、および、位相変更が施されることになる。
　第２のチャネルのデータは、図６４では、図６２の中継器Ａ（６２０３Ａ）のアンテナ６２１０Ａおよび中継器Ｂ（６２０３Ｂ）のアンテナ６２１０Ｂから送信される変調信号の周波数帯域Ｙの成分を用いて、伝送されることになる。このとき、図６２の中継器Ａ（６２０３Ａ）のアンテナ６２１０Ａから送信される変調信号６２０９Ａの周波数帯域Ｙの成分および中継器Ｂ（６２０３Ｂ）のアンテナ６２１０Ｂから送信される変調信号６２０９Ｂの周波数帯域Ｙの成分により、実施の形態Ｃ１で説明した「同一データを送信する」送信モードを使用することになる。そして、周波数帯域Ｙの成分は、端末Ｑで受信されることになる。
　次に、図６２における中継器Ａ（６２０３Ａ）と中継器Ｂ（６２０３Ｂ）の構成を、図６５を用いて説明する。
　図６５は、中継器の受信部と送信部の構成の一例を示しており、図５６と同様に動作するものについては、同一符号を付した。受信部６２０３Ｘは、受信アンテナ６５０１ａで受信した受信信号６５０２ａ、および、受信アンテナ６５０１ｂで受信した受信信号６５０２ｂを入力とし、周波数帯域Ｘの成分に対し、信号処理（信号の分離または合成、誤り訂正復号等の処理）を施し、基地局が周波数帯域Ｘを用いて伝送したデータ６２０４Ｘを得て、これを分配部４０４に出力するとともに、制御情報に含まれる送信方法の情報を得（中継器が送信する際の送信方法の情報も得る）、フレーム構成信号３１３を出力する。
　なお、受信部６２０３Ｘ以降は、周波数帯域Ｘで送信するための変調信号を生成するための処理部となる。また、受信部については、図６５で示しているように、周波数帯域Ｘの受信部のみだけではなく、他の周波数帯域の受信部を他に具備しており、各受信部では、その周波数帯域を用いて送信するための変調信号を生成するための処理部を具備することになる。
　分配部４０４の動作の概要は、実施の形態Ｃ２で述べた基地局における分配部の動作と同様になる。
　中継器Ａ（６２０３Ａ）と中継器Ｂ（６２０３Ｂ）は、図６４のように送信する場合、周波数帯域Ｘにおいては、実施の形態Ｃ１で説明したように、異なる２つの変調信号を生成し（プリコーディング、位相変更を行う）、２つの変調信号をそれぞれ、中継器Ａ（６２０３Ａ）は図６２のアンテナ６２１０Ａおよび６２１２Ａから、中継器Ｂ（６２０３Ｂ）は図６２のアンテナ６２１０Ｂおよび６２１２Ｂから送信する。
　周波数帯域Ｙにおいては、中継器Ａ（６２０３Ａ）は、図６５において、周波数帯域Ｘに関連する信号処理部６５００に対応する周波数帯域Ｙに関連する処理部６５００において（６５００は、周波数帯域Ｘ関連の信号処理部であるが、周波数帯域Ｙについても同様の信号処理部を具備するので、６５００内の付加した番号で説明する。）、インタリーバ３０４Ａ、マッピング部３０６Ａ、重み付け合成部３０８Ａ、位相変更部５２０１を動作させ、変調信号５２０２を生成し、変調信号５２０２に相当する送信信号を図１３のアンテナ１３１０Ａ、つまり、図６２のアンテナ６２１０Ａから送信する。同様に、中継器Ｂ（６２０３Ｂ）は、図６２において、周波数帯域Ｙにおける、インタリーバ３０４Ａ、マッピング部３０６Ａ、重み付け合成部３０８Ａ、位相変更部５２０１を動作させ、変調信号５２０２を生成し、変調信号５２０２に相当する送信信号を図１３のアンテナ１３１０Ａ、つまり、図６２のアンテナ６２１０Ｂから送信する。
　なお、基地局は、図６６に示すように（図６６は、基地局が送信する変調信号のフレーム構成であり、横軸時間、縦軸周波数である。）、送信方法に関する情報６６０１、中継器が施す位相変更に関する情報６６０２、データシンボル６６０３を送信し、中継器は、送信方法に関する情報６６０１、中継器が施す位相変更に関する情報６６０２を得ることで、送信信号に施す、位相変更の方法を決定することができる。また、図６６における中継器が施す位相変更に関する情報６６０２が、基地局が送信した信号に含まれていない場合は、図６２に示すように、中継器Ｂ（６２０３Ｂ）がマスタとなり、中継器Ａ（６２０３Ａ）に位相変更方法の指示をしてもよい。
　以上の説明のように、中継器が「異なるデータを送信」する場合、その送信方法に適した、プリコーディング行列、および、位相変更方法を設定し、変調信号を生成することになる。
　一方、「同一のデータを送信」する場合、２つの中継器がそれぞれ、変調信号を生成し、送信することになる。このとき、各中継器は、一つのアンテナから送信するための変調信号を生成することは、２つの中継器を併せて考えた場合、２つの中継器で、式（５２）のプリコーディング行列を設定したことに相当する。なお、位相変更方法については、実施の形態Ｃ１で説明したとおりであり、例えば、（数５３）の条件を満たすとよい。
　また、実施の形態Ｃ１で説明したように、周波数帯域Ｘのように、基地局、中継器ともに、２つのアンテナからそれぞれ変調信号を送信し、２つのアンテナから、同一のデータを送信するようにしてもよい。このときの基地局及び中継器の動作については実施の形態Ｃ１で説明したとおりである。
　本実施の形態のようにすることで、「同一のデータを送信」「異なるデータを送信」いずれの場合についても、受信装置において、データの受信品質を向上させることができるという効果を得ることができるとともに、送信装置において、位相変更部の共有化を行うことができるという利点がある。
　また、本実施の形態は、送信方法としてＯＦＤＭ方式を用いた場合を例に説明したが、これに限ったものではなく、ＯＦＤＭ方式以外のマルチキャリア方式、シングルキャリア方式を用いた場合にも同様に実施することは可能である。このとき、スペクトル拡散通信方式を用いていてもよい。なお、シングルキャリア方式を用いている場合、位相変更は時間軸方向で位相変更が行われることになる。
　なお、実施の形態３で説明したように、「異なるデータを送信する」送信方法の場合、データシンボルのみに対し、位相変更を行うものとした。しかし、本実施の形態において説明した「同一データを送信する」の送信方法のとき、位相変更は、データシンボルに限らず、送信信号の送信フレームに挿入されているパイロットシンボルや制御シンボル等のシンボルに対しても位相変更を行うことになる。（ただし、パイロットシンボルや制御シンボル等のシンボルに対しても位相変更を行わないようにしてもよいが、ダイバーシチゲインを得るためには、位相変更を行うとよい。）
 
（実施の形態Ｃ４）
　本実施の形態では、「実施の形態１」、「その他補足」で説明した位相変更方法とは異なる位相変更方法について説明する。
　実施の形態１において、プリコーディング行列の例として、式（３６）を与え、その他補足において、プリコーディング行列の例として、式（５０）を与えた。そして、実施の形態Ａ１において、図３、図４、図６、図１２、図２５、図２９、図５１、図５３における位相変更部において、周期Ｎのための位相変更値(図３、図４、図６、図１２、図２５、図２９、図５１、図５３では、一方のベースバンド信号にのみ、位相変更を与えることになるので、位相変更値となる。)として、PHASE[i]（i=0,1,2,・・・,N-2,N-1(iは０以上N-1以下の整数)）と表現した。そして、本明細書において、一方のプリコーディング後のベースバンド信号に対し、位相変更を行う場合（つまり、図３、図４、図６、図１２、図２５、図２９、図５１、図５３）、図３、図４、図６、図１２、図２５、図２９、図５１、図５３において、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’のみに位相変更を与えている。このとき、PHASE[k]を以下のように与える。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000054
このとき、k=0,1,2,・・・,N-2,N-1(kは０以上N-1以下の整数)とする。
　このようにすると、受信装置において、特に、電波伝搬環境が、ＬＯＳ環境のとき、データの受信品質が向上するという効果を得ることができる。これは、ＬＯＳ環境において、位相変更を行わなかった場合、定常的な位相関係であったものが、位相変更を行うことで、位相関係の変更が行われ、これにより、バースト的に伝搬環境が悪い状況が回避されるからである。また、式（５４）とは別の方法として、PHASE[k]を以下のように与えてもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000055
このとき、k=0,1,2,・・・,N-2,N-1(kは０以上N-1以下の整数)とする。
　また、別の位相変更方法として、PHASE[k]を以下のように与えてもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000056
このとき、k=0,1,2,・・・,N-2,N-1(kは０以上N-1以下の整数)とし、Ｚは固定値とする。
　また、別の位相変更方法として、PHASE[k]を以下のように与えてもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000057
このとき、k=0,1,2,・・・,N-2,N-1(kは０以上N-1以下の整数)とし、Ｚは固定値とする。
　以上のように、本実施の形態のような位相変更を行うことで、受信装置は、良好な受信品質を得ることができる可能性が高くなる、という効果を得ることができる。
　本実施の形態の位相変更は、シングルキャリア方式への適用に限ったものではなく、マルチキャリア伝送の場合も適用することができる。したがって、例えば、スペクトル拡散通信方式、ＯＦＤＭ方式、ＳＣ－ＦＤＭＡ、ＳＣ－ＯＦＤＭ方式、非特許文献７等で示されているウェーブレットＯＦＤＭ方式等を用いた場合についても同様に実施することができる。前述したように、本実施の形態では、位相変更を行う説明として、時間ｔ軸方向で位相変更を行う場合があるが、実施の形態１と同様に、周波数軸方向に位相変更を行うときと同様に、つまり、本実施の形態において、ｔ方向での位相変更の説明において、ｔをｆ（ｆ：周波数（（サブ）キャリア））に置き換えて、考えることで、本実施の形態で説明した位相変更変更を、周波数方向に位相変更に適用することができることになる。また、本実施の形態の位相変更方法は、実施の形態１の説明と同様に、時間－周波数方向に対する位相変更に対して、適用することも可能である。また、本実施の形態で説明した位相変更方法は、実施の形態Ａ１で示した内容を満たすと、受信装置において、良好なデータ品質を得ることができる可能性が高い。
 
（実施の形態Ｃ５）
　本実施の形態では、「実施の形態１」、「その他補足」、「実施の形態Ｃ４」で説明した位相変更方法とは異なる位相変更方法について説明する。
　実施の形態１において、プリコーディング行列の例として、式（３６）を与え、その他補足において、プリコーディング行列の例として、式（５０）を与えた。そして、実施の形態Ａ１において、図３、図４、図６、図１２、図２５、図２９、図５１、図５３における位相変更部において、周期Ｎのための位相変更値(図３、図４、図６、図１２、図２５、図２９、図５１、図５３では、一方のベースバンド信号にのみ、位相変更を与えることになるので、位相変更値となる。)として、PHASE[i]（i=0,1,2,・・・,N-2,N-1(iは０以上N-1以下の整数)）と表現した。そして、本明細書において、一方のプリコーディング後のベースバンド信号に対し、位相変更を行う場合（つまり、図３、図４、図６、図１２、図２５、図２９、図５１、図５３）、図３、図４、図６、図１２、図２５、図２９、図５１、図５３において、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’のみに位相変更を与えている。
　本実施の形態における位相変更方法の特徴的な点は、周期N=2n+1とあらわされる点である。そして、周期N=2n+1を実現するために用意する異なる位相変更値は、n+1個となる。そして、n+1個の異なる位相変更値のうち、n個の位相変更値は、1周期内で、それぞれ2回用いられ、1個の位相変更値は、1回用いられることで、周期N=2n+1が実現される。以下では、このときの位相変更値について詳しく説明する。
　周期N=2n+1の規則的に位相変更値を切り替える位相変更方法を実現するために必要となるn+1個の異なる位相変更値をPHASE[0], PHASE[1],・・・, PHASE[i],・・・, PHASE[n-1], PHASE[n]とする（i=0,1,2,・・・,n-2,n-1,n(iは０以上n以下の整数)）。このとき、n+1個の異なる位相変更値PHASE[0], PHASE[1],・・・, PHASE[i],・・・, PHASE[n-1], PHASE[n]の例を以下のようにあらわす。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000058
　このとき、k=0,1,2,・・・,n-2,n-1,n(kは０以上n以下の整数)とする。式（５８）のn+1個の異なる位相変更値PHASE[0], PHASE[1],・・・, PHASE[i],・・・, PHASE[n-1], PHASE[n]において、PHASE[0]を1回用い、かつ、PHASE[1]～PHASE[n]をそれぞれ2回用いる（PHASE[1]を2回用い、PHASE[2]を2回用い、・・・、PHASE[n-1]を2回用い、PHASE[n]を2回用いる）ことで、周期N=2n+1の規則的に位相変更値を切り替える位相変更方法とすることで、少ない位相変更値で規則的に位相変更値を切り替える位相変更方法を実現することができ、受信装置は、良好なデータの受信品質を得ることができる。用意する位相変更値が少ないため、送信装置、受信装置の効果を削減できる効果を得ることができる。以上のように、受信装置において、特に、電波伝搬環境が、ＬＯＳ環境のとき、データの受信品質が向上するという効果を得ることができる。これは、ＬＯＳ環境において、位相変更を行わなかった場合、定常的な位相関係であったものが、位相変更を行うことで、位相関係の変更が行われ、これにより、バースト的に伝搬環境が悪い状況が回避されるからである。また、式（５８）とは別の方法として、PHASE[k]を以下のように与えてもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000059
このとき、k=0,1,2,・・・,n-2,n-1,n(kは０以上n以下の整数)とする。
　式（５９）のn+1個の異なる位相変更値PHASE[0], PHASE[1],・・・, PHASE[i],・・・, PHASE[n-1], PHASE[n]において、PHASE[0]を1回用い、かつ、PHASE[1]～PHASE[n]をそれぞれ2回用いる（PHASE[1]を2回用い、PHASE[2]を2回用い、・・・、PHASE[n-1]を2回用い、PHASE[n]を2回用いる）ことで、周期N=2n+1の規則的に位相変更値を切り替える位相変更方法とすることで、少ない位相変更値で規則的に位相変更値を切り替える位相変更方法を実現することができ、受信装置は、良好なデータの受信品質を得ることができる。用意する位相変更値が少ないため、送信装置、受信装置の効果を削減できる効果を得ることができる。
　また、別の方法として、PHASE[k]を以下のように与えてもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000060
このとき、k=0,1,2,・・・,n-2,n-1,n(kは０以上n以下の整数)とし、Ｚは固定値とする。
　式（６０）のn+1個の異なる位相変更値PHASE[0], PHASE[1],・・・, PHASE[i],・・・, PHASE[n-1], PHASE[n]において、PHASE[0]を1回用い、かつ、PHASE[1]～PHASE[n]をそれぞれ2回用いる（PHASE[1]を2回用い、PHASE[2]を2回用い、・・・、PHASE[n-1]を2回用い、PHASE[n]を2回用いる）ことで、周期N=2n+1の規則的に位相変更値を切り替える位相変更方法とすることで、少ない位相変更値で規則的に位相変更値を切り替える位相変更方法を実現することができ、受信装置は、良好なデータの受信品質を得ることができる。用意する位相変更値が少ないため、送信装置、受信装置の効果を削減できる効果を得ることができる。
　また、別の方法として、PHASE[k]を以下のように与えてもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000061
このとき、k=0,1,2,・・・,n-2,n-1,n(kは０以上n以下の整数)とし、Ｚは固定値とする。
　式（６１）のn+1個の異なる位相変更値PHASE[0], PHASE[1],・・・, PHASE[i],・・・, PHASE[n-1], PHASE[n]において、PHASE[0]を1回用い、かつ、PHASE[1]～PHASE[n]をそれぞれ2回用いる（PHASE[1]を2回用い、PHASE[2]を2回用い、・・・、PHASE[n-1]を2回用い、PHASE[n]を2回用いる）ことで、周期N=2n+1の規則的に位相変更値を切り替える位相変更方法とすることで、少ない位相変更値で規則的に位相変更値を切り替える位相変更方法を実現することができ、受信装置は、良好なデータの受信品質を得ることができる。用意する位相変更値が少ないため、送信装置、受信装置の効果を削減できる効果を得ることができる。
　以上のように、本実施の形態のような位相変更を行うことで、受信装置は、良好な受信品質を得ることができる可能性が高くなる、という効果を得ることができる。
　本実施の形態の位相変更は、シングルキャリア方式をへの適用に限ったものではなく、マルチキャリア伝送の場合も適用することができる。したがって、例えば、スペクトル拡散通信方式、ＯＦＤＭ方式、ＳＣ－ＦＤＭＡ、ＳＣ－ＯＦＤＭ方式、非特許文献７等で示されているウェーブレットＯＦＤＭ方式等を用いた場合についても同様に実施することができる。前述したように、本実施の形態では、位相変更を行う説明として、時間ｔ軸方向で位相変更を行う場合があるが、実施の形態１と同様に、周波数軸方向に位相変更を行うときと同様に、つまり、本実施の形態において、ｔ方向での位相変更の説明において、ｔをｆ（ｆ：周波数（（サブ）キャリア））に置き換えて、考えることで、本実施の形態で説明した位相変更変更を、周波数方向に位相変更に適用することができることになる。また、本実施の形態の位相変更方法は、実施の形態１の説明と同様に、時間－周波数方向に対する位相変更に対して、適用することも可能である。
 
（実施の形態Ｃ６）
　本実施の形態では、非特許文献１２～非特許文献１５に示されているように、ＱＣ（Quasi Cyclic）　ＬＤＰＣ（Low-Density Prity-Check）符号（ただし、ＱＣ－ＬＤＰＣ符号でないＬＤＰＣ（ブロック）符号であってもよい）、ＬＤＰＣ符号とＢＣＨ符号（Bose-Chaudhuri-Hocquenghem code）の連接符号等のブロック符号、ターボ符号またはDuo-Binary Turbo Code等のブロック符号を用いたときの、特に、実施の形態Ｃ５で述べた規則的に位相変更値を切り替える位相変更方法を用いたときについて詳しく説明する。ここでは、一例として、ｓ１、ｓ２の２つのストリームを送信する場合を例に説明する。ただし、ブロック符号を用いて符号化を行った際、制御情報等が必要でないとき、符号化後のブロックを構成するビット数は、ブロック符号を構成するビット数（ただし、この中に、以下で記載するような制御情報等が含まれていてもよい。）と一致する。ブロック符号を用いて符号化を行った際、制御情報等（例えば、ＣＲＣ（cyclic redundancy check）、伝送パラメータ等）が必要であるとき、符号化後のブロックを構成するビット数は、ブロック符号を構成するビット数と制御情報等のビット数の和であることもある。
　図３４は、ブロック符号を用いたとき、１つの符号化後のブロックに必要なシンボル数、スロット数の変化を示した図である。図３４は、例えば、図４の送信装置に示したように、ｓ１、ｓ２の２つのストリームを送信し、かつ、送信装置が、１つの符号化器を有している場合の「ブロック符号を用いたとき、１つの符号化後のブロックに必要なシンボル数、スロット数の変化を示した図」である。（このとき、伝送方式としては、シングルキャリア伝送、ＯＦＤＭのようなマルチキャリア伝送、いずれを用いてもよい。）
　図３４に示すように、ブロック符号における１つの符号化後のブロックを構成するビット数を６０００ビットであるとする。この６０００ビットを送信するためには、変調方式がＱＰＳＫのとき３０００シンボル、１６ＱＡＭのとき１５００シンボル、６４ＱＡＭのとき１０００シンボルが必要となる。
　そして、図４の送信装置では、２つのストリームを同時に送信することになるため、変調方式がＱＰＳＫのとき、前述の３０００シンボルは、ｓ１に１５００シンボル、ｓ２に１５００シンボル割り当てられることになるため、ｓ１で送信する１５００シンボルとｓ２で送信する１５００シンボルを送信するために１５００スロット（ここでは「スロット」と名付ける。）が必要となる。
　同様に考えると、変調方式が１６ＱＡＭのとき、１つの符号化後のブロックを構成するすべてのビットを送信するために７５０スロットが必要となり、変調方式が６４ＱＡＭのとき、１ブロックを構成するすべてのビットを送信するために５００スロットが必要となる。
　次に、規則的に位相を変更する方法において、上述で定義したスロットと位相との関係について説明する。
　ここでは、周期５の規則的に位相を変更する方法のために用意する位相変更値（または、位相変更セット）の数を５とする。つまり、図４の送信装置の位相変更部のために、周期５のための５つの位相変更値（または、位相変更セット）を用意するものとする。ただし、実施の形態Ｃ５で述べたように、異なる位相変更値は３つ存在することになる。したがって、周期５のための５つの位相変更値の中には、同一の位相変更値が存在することになる。（図６のように、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’のみに位相変更を行う場合、周期５の位相変更を行うためには、５つの位相変更値を用意すればよい。また、図２６のように、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ１’およびｚ２’の両者に対し位相変更を行う場合、１スロットのために、２つの位相変更値が必要となる。この２つの位相変更値を位相変更セットとよぶ。したがって、この場合、周期５の位相変更を行うためには、５つの位相変更セットを用意すればよい）。周期５のための５つの位相変更値（または、位相変更セット）をP[0], P[1], P [2], P [3], P [4]とあらわすものとする。
　次に、規則的に位相を変更する方法において、上述で定義したスロットと位相の関係について説明する。
　変調方式がＱＰＳＫのとき、１つの符号化後のブロックを構成するビット数６０００ビットを送信するための上記で述べた１５００スロットにおいて、位相変更値P[0]を使用するスロットが３００スロット、位相変更値P[1]を使用するスロットが３００スロット、位相変更値P[2]を使用するスロットが３００スロット、位相変更値P[3]を使用するスロットが３００スロット、位相変更値P[4]を使用するスロットが３００スロットである必要がある。これは、使用する位相変更値にかたよりがあると、多くの数を使用した位相変更値の影響が大きいデータの受信品質となるからである。
　同様に、変調方式が１６ＱＡＭのとき、１つの符号化後のブロックを構成するビット数６０００ビットを送信するための上記で述べた７５０スロットにおいて、位相変更値P[0]を使用するスロットが１５０スロット、位相変更値P[1]を使用するスロットが１５０スロット、位相変更値P[2]を使用するスロットが１５０スロット、位相変更値P[3]を使用するスロットが１５０スロット、位相変更値P[4]を使用するスロットが１５０スロットである必要がある。
　同様に、変調方式が６４ＱＡＭのとき、１つの符号化後のブロックを構成するビット数６０００ビットを送信するための上記で述べた５００スロットにおいて、位相変更値P[0]を使用するスロットが１００スロット、位相変更値P[1]を使用するスロットが１００スロット、位相変更値P[2]を使用するスロットが１００スロット、位相変更値P[3]を使用するスロットが１００スロット、位相変更値P[4]を使用するスロットが１００スロットである必要がある。
　以上のように、実施の形態Ｃ５で述べた規則的に位相変更値を切り替える位相変更方法において、周期N=2n+1を実現するための位相変更値P[0], P[1],・・・, P[2n-1], P[2n]（ただし、P[0], P[1],・・・, P[2n-1], P[2n]は、PHASE[0]、PHASE[1]、PHASE[2]、・・・、PHASE[n-1]、PHASE[n]で構成されている。（実施の形態Ｃ５参照））としたとき、１つの符号化後のブロックを構成するビットをすべて送信する際に、位相変更値P[0]を使用するスロット数をＫ０, 位相変更値P[1]を使用するスロット数をＫ１、位相変更値P[i]を使用するスロット数をＫi（i=0,1,2,・・・,2n-1,2n(iは０以上2n以下の整数)）、位相変更値P[2n] を使用するスロット数をＫ2nとしたとき、
 
＜条件＃Ｃ０１＞
Ｋ０＝Ｋ１＝・・・＝Ｋi＝・・・＝Ｋ2n、つまり、Ｋa＝Ｋb、（for∀a、∀b、ただし、a, b=0,1,2,・・・, 2n-1,2n（aは０以上2n以下の整数、bは０以上2n以下の整数）、a≠b）
 
であるとよい。
　実施の形態Ｃ５で述べた規則的に位相変更値を切り替える位相変更方法において、周期N=2n+1を実現するための異なる位相変更値PHASE[0]、PHASE[1]、PHASE[2]、・・・、PHASE[n-1]、PHASE[n]において、１つの符号化後のブロックを構成するビットをすべて送信する際に、位相変更値PHASE[0]を使用するスロット数をＧ０, 位相変更値PHASE[1]を使用するスロット数をＧ１、位相変更値PHASE[i]を使用するスロット数をＧi（i=0,1,2,・・・,n-1,n(iは０以上n以下の整数)）、 位相変更値PHASE[n] を使用するスロット数をＧnとしたとき、＜条件＃Ｃ０１＞は、以下のようにあらわすことができる。
 
＜条件＃Ｃ０２＞
２×Ｇ０＝Ｇ１＝・・・＝Ｇi＝・・・＝Ｇn、つまり、２×Ｇ０＝Ｇａ、（for∀a、ただし、a =1,2,・・・, n-1,n（aは１以上n以下の整数））
 
　そして、通信システムが、複数の変調方式をサポートしており、サポートしている変調方式から選択して使用する場合、サポートしている変調方式において、＜条件＃Ｃ０１＞（＜条件＃Ｃ０２＞）が成立するとよいことになる。
　しかし、複数の変調方式をサポートしている場合、各変調方式により１シンボルで送信することができるビット数が異なるのが一般的であり（場合によっては、同一となることもあり得る。）、場合によっては、＜条件＃Ｃ０１＞（＜条件＃Ｃ０２＞）を満たすことができない変調方式が存在することもある。この場合、＜条件＃Ｃ０１＞にかわり、以下の条件を満たすとよい。
 
＜条件＃Ｃ０３＞
ＫaとＫbの差は０または１、つまり、｜Ｋa―Ｋb｜は０または１
（for∀a、∀b、ただし、a, b=0,1,2,・・・, 2n-1,2n（aは０以上2n以下の整数、bは０以上2n以下の整数）、a≠b）
 
＜条件＃Ｃ０３＞を別の表現にすると、以下の条件となる。
 
＜条件＃Ｃ０４＞
ＧaとＧbの差は０または１または２、つまり、｜Ｇa―Ｇb｜は０または１または２
（for∀a、∀b、ただし、a, b=1,2,・・・, n-1,n（aは１以上n以下の整数、bは１以上n以下の整数）、a≠b）
および
２×Ｇ０とＧａの差は０または１または２、つまり、｜２×Ｇ０―Ｇａ｜は０または１または２
（for∀a、ただし、a =1,2,・・・, n-1,n（aは１以上n以下の整数））
 
　図３５は、ブロック符号を用いたとき、２つの符号化後のブロックに必要なシンボル数、スロット数の変化を示した図である。図３５は、図３の送信装置および図１２の送信装置に示したように、ｓ１、ｓ２の２つのストリームを送信し、かつ、送信装置が、２つの符号化器を有している場合の「ブロック符号を用いたとき、１つの符号化後のブロックに必要なシンボル数、スロット数の変化を示した図」である。（このとき、伝送方式としては、シングルキャリア伝送、ＯＦＤＭのようなマルチキャリア伝送、いずれを用いてもよい。）
　図３５に示すように、ブロック符号における１つの符号化後のブロックを構成するビット数を６０００ビットであるとする。この６０００ビットを送信するためには、変調方式がＱＰＳＫのとき３０００シンボル、１６ＱＡＭのとき１５００シンボル、６４ＱＡＭのとき１０００シンボルが必要となる。
　そして、図３の送信装置および図１２の送信装置では、２つのストリームを同時に送信することになり、また、２つの符号化器が存在するため、２つのストリームでは、異なる符号ブロックを伝送することになる。したがって、変調方式がＱＰＳＫのとき、ｓ１、ｓ２により、２つの符号化ブロックが同一区間内で送信されることから、例えば、ｓ１により第１の符号化後のブロックが送信され、ｓ２により、第２の符号化ブロックが送信されることになるので、第１、第２の符号化後のブロックを送信するために３０００スロットが必要となる。
　同様に考えると、変調方式が１６ＱＡＭのとき、２つの符号化後のブロックを構成するすべてのビットを送信するために１５００スロットが必要となり、変調方式が６４ＱＡＭのとき、２ブロックを構成するすべてのビットを送信するために１０００スロットが必要となる。
　次に、規則的に位相を変更する方法において、上述で定義したスロットと位相との関係について説明する。
　ここでは、周期５の規則的に位相を変更する方法のために用意する位相変更値（または、位相変更セット）の数を５とする。つまり、図４の送信装置の位相変更部のために、周期５のための５つの位相変更値（または、位相変更セット）を用意するものとする。ただし、実施の形態Ｃ５で述べたように、異なる位相変更値は３つ存在することになる。したがって、周期５のための５つの位相変更値の中には、同一の位相変更値が存在することになる。（図６のように、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’のみに位相変更を行う場合、周期５の位相変更を行うためには、５つの位相変更値を用意すればよい。また、図２６のように、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ１’およびｚ２’の両者に対し位相変更を行う場合、１スロットのために、２つの位相変更値が必要となる。この２つの位相変更値を位相変更セットとよぶ。したがって、この場合、周期５の位相変更を行うためには、５つの位相変更セットを用意すればよい）。周期５のための５つの位相変更値（または、位相変更セット）をP[0], P[1], P [2], P [3], P [4]とあらわすものとする。
　変調方式がＱＰＳＫのとき、２つの符号化後のブロックを構成するビット数６０００×２ビットを送信するための上記で述べた３０００スロットにおいて、位相変更値P[0]を使用するスロットが６００スロット、位相変更値P[1]を使用するスロットが６００スロット、位相変更値P[2]を使用するスロットが６００スロット、位相変更値P[3]を使用するスロットが６００スロット、位相変更値P[4]を使用するスロットが６００スロットである必要がある。これは、使用する位相変更値にかたよりがあると、多くの数を使用した位相変更値の影響が大きいデータの受信品質となるからである。
　また、第１の符号化ブロックを送信するために、位相変更値P[0]を使用するスロットが６００回、位相変更値P[1]を使用するスロットが６００回、位相変更値P[2]を使用するスロットが６００回、位相変更値P[3]を使用するスロットが６００回、プ位相変更値P[4]を使用するスロットが６００回である必要があり、また、第２の符号化ブロックを送信するために、位相変更値P[0]を使用するスロットが６００回、位相変更値P[1]を使用するスロットが６００回、位相変更値P[2]を使用するスロットが６００回、位相変更値P[3]を使用するスロットが６００回、位相変更値P[4]を使用するスロットが６００回であるとよい。
　同様に、変調方式が１６ＱＡＭのとき、２つの符号化後のブロックを構成するビット数６０００×２ビットを送信するための上記で述べた１５００スロットにおいて、位相変更値P[0]を使用するスロットが３００スロット、位相変更値P[1]を使用するスロットが３００スロット、位相変更値P[2]を使用するスロットが３００スロット、位相変更値P[3]を使用するスロットが３００スロット、位相変更値P[4]を使用するスロットが３００スロットである必要がある。
　また、第１の符号化ブロックを送信するために、位相変更値P[0]を使用するスロットが３００回、位相変更値P[1]を使用するスロットが３００回、位相変更値P[2]を使用するスロットが３００回、位相変更値P[3]を使用するスロットが３００回、位相変更値P[4]を使用するスロットが３００回である必要があり、また、第２の符号化ブロックを送信するために、位相変更値P[0]を使用するスロットが３００回、位相変更値P[1]を使用するスロットが３００回、位相変更値P[2]を使用するスロットが３００回、位相変更値P[3]を使用するスロットが３００回、位相変更値P[4]を使用するスロットが３００回であるとよい。
　同様に、変調方式が６４ＱＡＭのとき、２つの符号化後のブロックを構成するビット数６０００×２ビットを送信するための上記で述べた１０００スロットにおいて、位相変更値P[0]を使用するスロットが２００スロット、位相変更値P[1]を使用するスロットが２００スロット、位相変更値P[2]を使用するスロットが２００スロット、位相変更値P[3]を使用するスロットが２００スロット、位相変更値P[4]を使用するスロットが２００スロットである必要がある。
　また、第１の符号化ブロックを送信するために、位相変更値P[0]を使用するスロットが２００回、位相変更値P[1]を使用するスロットが２００回、位相変更値P[2]を使用するスロットが２００回、位相変更値P[3]を使用するスロットが２００回、位相変更値P[4]を使用するスロットが２００回である必要があり、また、第２の符号化ブロックを送信するために、位相変更値P[0]を使用するスロットが２００回、位相変更値P[1]を使用するスロットが２００回、位相変更値P[2]を使用するスロットが２００回、位相変更値P[3]を使用するスロットが２００回、位相変更値P[4]を使用するスロットが２００回であるとよい。
　以上のように、実施の形態Ｃ５で述べた規則的に位相変更値を切り替える位相変更方法において、周期N=2n+1を実現するための位相変更値P[0], P[1],・・・, P[2n-1], P[2n]（ただし、P[0], P[1],・・・, P[2n-1], P[2n]は、PHASE[0]、PHASE[1]、PHASE[2]、・・・、PHASE[n-1]、PHASE[n]で構成されている。（実施の形態Ｃ５参照））としたとき、２つの符号化後のブロックを構成するビットをすべて送信する際に、位相変更値P[0]を使用するスロット数をＫ０, 位相変更値P[1]を使用するスロット数をＫ１、位相変更値P[i]を使用するスロット数をＫi（i=0,1,2,・・・,2n-1,2n(iは０以上2n以下の整数)）、位相変更値P[2n] を使用するスロット数をＫ2nとしたとき、
 
＜条件＃Ｃ０５＞
Ｋ０＝Ｋ１＝・・・＝Ｋi＝・・・＝Ｋ2n、つまり、Ｋa＝Ｋb、（for∀a、∀b、ただし、a, b=0,1,2,・・・, 2n-1,2n（aは０以上2n以下の整数、bは０以上2n以下の整数）、a≠b）
 
であり、第１の符号化後のブロックを構成するビットをすべて送信する際に、位相変更値P[0]を使用する回数をＫ０，１, 位相変更値P[1]を使用する回数をＫ１，１、位相変更値P[i]を使用する回数をＫi，１（i=0,1,2,・・・,2n-1,2n(iは０以上2n以下の整数)）、位相変更値P[2n] を使用する回数をＫ2n，１としたとき、
 
＜条件＃Ｃ０６＞
Ｋ０，１＝Ｋ１，１＝・・・＝Ｋｉ，１＝・・・＝Ｋ2n，１、つまり、Ｋa，１＝Ｋb，１、（for∀a、∀b、ただし、a, b=0,1,2,・・・, 2n-1,2n（aは０以上2n以下の整数、bは０以上2n以下の整数）、a≠b）
 
であり、第２の符号化後のブロックを構成するビットをすべて送信する際に、位相変更値P[0]を使用する回数をＫ０，２, 位相変更値P[1]を使用する回数をＫ１，２、位相変更値P[i]を使用する回数をＫi，２（i=0,1,2,・・・,2n-1,2n(iは０以上2n以下の整数)）、位相変更値P[2n] を使用する回数をＫ2n，２としたとき、
 
＜条件＃Ｃ０７＞
Ｋ０，２＝Ｋ１，２＝・・・＝Ｋi，２＝・・・＝Ｋ2n，２、つまり、Ｋa，２＝Ｋb，２、（for∀a、∀b、ただし、a, b=0,1,2,・・・, 2n-1,2n（aは０以上2n以下の整数、bは０以上2n以下の整数）、a≠b）
 
であるとよい。
　実施の形態Ｃ５で述べた規則的に位相変更値を切り替える位相変更方法において、周期N=2n+1を実現するための異なる位相変更値PHASE[0]、PHASE[1]、PHASE[2]、・・・、PHASE[n-1]、PHASE[n]において、２つの符号化後のブロックを構成するビットをすべて送信する際に、位相変更値PHASE[0]を使用するスロット数をＧ０, 位相変更値PHASE[1]を使用するスロット数をＧ１、位相変更値PHASE[i]を使用するスロット数をＧi（i=0,1,2,・・・,n-1,n(iは０以上n以下の整数)）、 位相変更値PHASE[n] を使用するスロット数をＧnとしたとき、＜条件＃Ｃ０５＞は、以下のようにあらわすことができる。
 
＜条件＃Ｃ０８＞
２×Ｇ０＝Ｇ１＝・・・＝Ｇi＝・・・＝Ｇn、つまり、２×Ｇ０＝Ｇａ、（for∀a、ただし、a =1,2,・・・, n-1,n（aは１以上n以下の整数））
 
であり、第１の符号化後のブロックを構成するビットをすべて送信する際に、位相変更値PHASE[0]を使用する回数をＧ０，１, 位相変更値PHASE[1]を使用する回数をＫ１，１、位相変更値PHASE[i]を使用する回数をＧi，１（i=0,1,2,・・・,n-1,n(iは０以上n以下の整数)）、位相変更値PHASE[n] を使用する回数をＧn，１としたとき、
 
＜条件＃Ｃ０９＞
２×Ｇ０，１＝Ｇ１，１＝・・・＝Ｇi，１＝・・・＝Ｇn，１、つまり、２×Ｇ０，１＝Ｇａ，１、（for∀a、ただし、a =1,2,・・・, n-1,n（aは１以上n以下の整数））
 
であり、第２の符号化後のブロックを構成するビットをすべて送信する際に、位相変更値PHASE[0]を使用する回数をＧ０，２, 位相変更値PHASE[1]を使用する回数をＧ１，２、位相変更値PHASE[i]を使用する回数をＧi，２（i=0,1,2,・・・,n-1,n(iは０以上n以下の整数)）、位相変更値PHASE[n]  を使用する回数をＧn，２としたとき、
 
＜条件＃Ｃ１０＞
２×Ｇ０，２＝Ｇ１，２＝・・・＝Ｇi，２＝・・・＝Ｇn，２、つまり、２×Ｇ０，２＝Ｇａ，２、（for∀a、ただし、a =1,2,・・・, n-1,n（aは１以上n以下の整数））
 
であるとよい。
　そして、通信システムが、複数の変調方式をサポートしており、サポートしている変調方式から選択して使用する場合、サポートしている変調方式において、＜条件＃Ｃ０５＞＜条件＃Ｃ０６＞＜条件＃Ｃ０７＞（＜条件＃Ｃ０８＞＜条件＃Ｃ０９＞＜条件＃Ｃ１０＞）が成立するとよいことになる。
　しかし、複数の変調方式をサポートしている場合、各変調方式により１シンボルで送信することができるビット数が異なるのが一般的であり（場合によっては、同一となることもあり得る。）、場合によっては、＜条件＃Ｃ０５＞＜条件＃Ｃ０６＞＜条件＃Ｃ０７＞（＜条件＃Ｃ０８＞＜条件＃Ｃ０９＞＜条件＃Ｃ１０＞）を満たすことができない変調方式が存在することもある。この場合、＜条件＃Ｃ０５＞＜条件＃Ｃ０６＞＜条件＃Ｃ０７＞にかわり、以下の条件を満たすとよい。
 
＜条件＃Ｃ１１＞
ＫaとＫbの差は０または１、つまり、｜Ｋa―Ｋb｜は０または１
（for∀a、∀b、ただし、a, b=0,1,2,・・・, 2n-1,2n（（aは０以上2n以下の整数、bは０以上2n以下の整数））、a≠b）
 
＜条件＃Ｃ１２＞
Ｋa，１とＫb，１の差は０または１、つまり、｜Ｋa，１―Ｋb，１｜は０または１
（for∀a、∀b、ただし、a, b=0,1,2,・・・, 2n-1,2n（（aは０以上2n以下の整数、bは０以上2n以下の整数））、a≠b）
 
＜条件＃Ｃ１３＞
Ｋa，２とＫb，２の差は０または１、つまり、｜Ｋa，２―Ｋb，２｜は０または１
（for∀a、∀b、ただし、a, b=0,1,2,・・・, 2n-1,2n（aは０以上2n以下の整数、bは０以上2n以下の整数）、a≠b）
 
＜条件＃Ｃ１１＞＜条件＃Ｃ１２＞＜条件＃Ｃ１３＞を別の表現にすると、以下の条件となる。
 
＜条件＃Ｃ１４＞
ＧaとＧbの差は０または１または２、つまり、｜Ｇa―Ｇb｜は０または１または２
（for∀a、∀b、ただし、a, b=1,2,・・・, n-1,n（（aは１以上n以下の整数、bは１以上n以下の整数））、a≠b）
および
２×Ｇ０とＧａの差は０または１または２、つまり、｜２×Ｇ０―Ｇａ｜は０または１または２
（for∀a、ただし、a =1,2,・・・, n-1,n（aは、1以上n以下の整数））
 
＜条件＃Ｃ１５＞
Ｇa，１とＧb，１の差は０または１または２、つまり、｜Ｇa，１―Ｇb，１｜は０または１または２
（for∀a、∀b、ただし、a, b=1,2,・・・, n-1,n（aは1以上n以下の整数、bは1以上n以下の整数）、a≠b）
および
２×Ｇ０，１とＧａ，１の差は０または１または２、つまり、｜２×Ｇ０，１―Ｇａ，１｜は０または１または２
（for∀a、ただし、a =1,2,・・・, n-1,n（aは、1以上n以下の整数））
 
＜条件＃Ｃ１６＞
Ｇa，２とＧb，２の差は０または１または２、つまり、｜Ｇa，２―Ｇb，２｜は０または１または２
（for∀a、∀b、ただし、a, b=1,2,・・・, n-1,n（aは1以上n以下の整数、bは1以上n以下の整数）、a≠b）
および
２×Ｇ０，２とＧａ，２の差は０または１または２、つまり、｜２×Ｇ０，２―Ｇａ，２｜は０または１または２
（for∀a、ただし、a =1,2,・・・, n-1,n（aは、1以上n以下の整数））
 
　以上のように、符号化後のブロックと位相変更値の関係付けを行うことで、符号化ブロックを伝送するために使用する位相変更値にかたよりがなくなるため、受信装置において、データの受信品質が向上するという効果を得ることができる。
　本実施の形態では、規則的に位相を変更する方法において、周期Nの位相変更方法のためには、N個の位相変更値（または、位相変更セット）が必要となる。このとき、N個の位相変更値（または、位相変更セット）として、P[0]、P[1]、P[2]、・・・、P[N-2]、P [N-1]を用意することになるが、周波数軸方向にP[0]、P[1]、P[2]、・・・、P[N-2]、P [N-1]の順に並べる方法もあるが、必ずしもこれに限ったものではなく、N個の位相変更値（または、位相変更セット）P[0]、P[1]、P[2]、・・・、P[N-2]、P [N-1]を実施の形態１と同様に、時間軸、周波数―時間軸のブロックに対し、シンボルを配置することで、位相を変更することもできる。なお、周期Nの位相変更方法として説明しているが、N個の位相変更値（または、位相変更セット）をランダムに用いるようにしても同様の効果を得ることができる、つまり、必ずしも、規則的な周期を持つようにN個の位相変更値（または、位相変更セット）を用いる必要はないが、上記で説明した条件を満たすことは、受信装置において、高いデータの受信品質を得る上では、重要となる。
　また、空間多重ＭＩＭＯ伝送方式、プリコーディング行列が固定のＭＩＭＯ伝送方式、時空間ブロック符号化方式、１ストリームのみ送信、規則的に位相を変更する方法のモードが存在し、送信装置（放送局、基地局）は、これらのモードから、いずれかの送信方法を選択することができるようにしてもよい。
　なお、空間多重ＭＩＭＯ伝送方式とは、非特許文献３に示されているように、選択した変調方式でマッピングした信号ｓ１、ｓ２をそれぞれ異なるアンテナから送信する方法であり、プリコーディング行列が固定のＭＩＭＯ伝送方式とは、プリコーディングのみを行う（位相変更を行わない）方式である。また、時空間ブロック符号化方式とは、非特許文献９、１６、１７に示されている伝送方式である。１ストリームのみ送信とは、選択した変調方式でマッピングした信号ｓ１の信号を所定の処理を行いアンテナから送信する方法である。
　また、ＯＦＤＭのようなマルチキャリアの伝送方式を用いており、複数のキャリアで構成された第１キャリア群、複数のキャリアで構成された第１キャリア群とは異なる第２キャリア群、・・・というように複数のキャリア群でマルチキャリア伝送を実現しており、キャリア群ごとに、空間多重ＭＩＭＯ伝送方式、プリコーディング行列が固定のＭＩＭＯ伝送方式、時空間ブロック符号化方式、１ストリームのみ送信、規則的に位相を変更する方法のいずれかに設定してもよく、特に、規則的に位相を変更する方法を選択した（サブ）キャリア群では、本実施の形態を実施するとよい。
　なお、一方のプリコーディング後のベースバンド信号に対し、位相変更を行う場合、例えば、P[i]の位相変更値を「Xラジアン」とした場合、図３、図４、図６、図１２、図２５、図２９、図５１、図５３における位相変更部において、ｅｊXをプリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’に乗算することになる。そして、両者のプリコーディング後のベースバンド信号に対し、位相変更を行う場合、例えば、P[i]の位相変更セットを「Xラジアン」および「Yラジアン」とした場合、図２６、図２７、図２８、図５２、図５４における位相変更部において、ｅｊXをプリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’に乗算することになり、ｅｊYをプリコーディング後のベースバンド信号ｚ１’に乗算することになる。
 
（実施の形態Ｃ７）
　本実施の形態では、非特許文献１２～非特許文献１５に示されているように、ＱＣ（Quasi Cyclic）　ＬＤＰＣ（Low-Density Prity-Check）符号（ただし、ＱＣ－ＬＤＰＣ符号でないＬＤＰＣ（ブロック）符号であってもよい）、ＬＤＰＣ符号とＢＣＨ符号（Bose-Chaudhuri-Hocquenghem code）の連接符号等のブロック符号、ターボ符号またはDuo-Binary Turbo Code等のブロック符号を用いたときの、実施の形態Ａ１、実施の形態Ｃ６を一般化させた場合について説明する。ここでは、一例として、ｓ１、ｓ２の２つのストリームを送信する場合を例に説明する。ただし、ブロック符号を用いて符号化を行った際、制御情報等が必要でないとき、符号化後のブロックを構成するビット数は、ブロック符号を構成するビット数（ただし、この中に、以下で記載するような制御情報等が含まれていてもよい。）と一致する。ブロック符号を用いて符号化を行った際、制御情報等（例えば、ＣＲＣ（cyclic redundancy check）、伝送パラメータ等）が必要であるとき、符号化後のブロックを構成するビット数は、ブロック符号を構成するビット数と制御情報等のビット数の和であることもある。
　図３４は、ブロック符号を用いたとき、１つの符号化後のブロックに必要なシンボル数、スロット数の変化を示した図である。図３４は、例えば、図４の送信装置に示したように、ｓ１、ｓ２の２つのストリームを送信し、かつ、送信装置が、１つの符号化器を有している場合の「ブロック符号を用いたとき、１つの符号化後のブロックに必要なシンボル数、スロット数の変化を示した図」である。（このとき、伝送方式としては、シングルキャリア伝送、ＯＦＤＭのようなマルチキャリア伝送、いずれを用いてもよい。）
　図３４に示すように、ブロック符号における１つの符号化後のブロックを構成するビット数を６０００ビットであるとする。この６０００ビットを送信するためには、変調方式がＱＰＳＫのとき３０００シンボル、１６ＱＡＭのとき１５００シンボル、６４ＱＡＭのとき１０００シンボルが必要となる。
　そして、図４の送信装置では、２つのストリームを同時に送信することになるため、変調方式がＱＰＳＫのとき、前述の３０００シンボルは、ｓ１に１５００シンボル、ｓ２に１５００シンボル割り当てられることになるため、ｓ１で送信する１５００シンボルとｓ２で送信する１５００シンボルを送信するために１５００スロット（ここでは「スロット」と名付ける。）が必要となる。
　同様に考えると、変調方式が１６ＱＡＭのとき、１つの符号化後のブロックを構成するすべてのビットを送信するために７５０スロットが必要となり、変調方式が６４ＱＡＭのとき、１ブロックを構成するすべてのビットを送信するために５００スロットが必要となる。
　次に、規則的に位相を変更する方法において、上述で定義したスロットと位相との関係について説明する。
　ここでは、周期５の規則的に位相を変更する方法のために用意する位相変更値（または、位相変更セット）の数を５とする。周期５の規則的に位相を変更する方法のために用意する位相変更値（または、位相変更セット）をP[0], P[1], P[2], P[3], P[4]とする。ただし、P[0], P[1], P[2], P[3], P[4]には、少なくとも２つ以上の異なる位相変更値が含まれていればよい（P[0], P[1], P[2], P[3], P[4]に同一の位相変更値が含まれていてもよい。）。（図６のように、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’のみに位相変更を行う場合、周期５の位相変更を行うためには、５つの位相変更値を用意すればよい。また、図２６のように、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ１’およびｚ２’の両者に対し位相変更を行う場合、１スロットのために、２つの位相変更値が必要となる。この２つの位相変更値を位相変更セットとよぶ。したがって、この場合、周期５の位相変更を行うためには、５つの位相変更セットを用意すればよい）。
　変調方式がＱＰＳＫのとき、１つの符号化後のブロックを構成するビット数６０００ビットを送信するための上記で述べた１５００スロットにおいて、位相変更値P[0]を使用するスロットが３００スロット、位相変更値P[1]を使用するスロットが３００スロット、位相変更値P[2]を使用するスロットが３００スロット、位相変更値P[3]を使用するスロットが３００スロット、位相変更値P[4]を使用するスロットが３００スロットである必要がある。これは、使用する位相変更値にかたよりがあると、多くの数を使用した位相変更値の影響が大きいデータの受信品質となるからである。
　同様に、変調方式が１６ＱＡＭのとき、１つの符号化後のブロックを構成するビット数６０００ビットを送信するための上記で述べた７５０スロットにおいて、位相変更値P[0]を使用するスロットが１５０スロット、位相変更値P[1]を使用するスロットが１５０スロット、位相変更値P[2]を使用するスロットが１５０スロット、位相変更値P[3]を使用するスロットが１５０スロット、位相変更値P[4]を使用するスロットが１５０スロットである必要がある。
　同様に、変調方式が６４ＱＡＭのとき、１つの符号化後のブロックを構成するビット数６０００ビットを送信するための上記で述べた５００スロットにおいて、位相変更値P[0]を使用するスロットが１００スロット、位相変更値P[1]を使用するスロットが１００スロット、位相変更値P[2]を使用するスロットが１００スロット、位相変更値P[3]を使用するスロットが１００スロット、位相変更値P[4]を使用するスロットが１００スロットである必要がある。
　以上のように、周期Nの規則的に位相変更値を切り替える位相変更方法における位相変更値P[0], P[1],・・・, P[N-2] , P[N-1]とあらわすものとする。ただし、P[0], P[1],・・・, P[N-2] , P[N-1]は少なくとも２つ以上の異なる位相変更値で構成されているものとする。（P[0], P[1],・・・, P[N-2] , P[N-1]に同一の位相変更値が含まれていてもよい。）１つの符号化後のブロックを構成するビットをすべて送信する際に、位相変更値P[0]を使用するスロット数をＫ０, 位相変更値P[1]を使用するスロット数をＫ１、位相変更値P[i]を使用するスロット数をＫi（i=0,1,2,・・・,N-1（iは０以上N-1以下の整数））、位相変更値P[N-1] を使用するスロット数をＫN-1としたとき、
 
＜条件＃Ｃ１７＞
Ｋ０＝Ｋ１＝・・・＝Ｋi＝・・・＝ＫN-1、つまり、Ｋa＝Ｋb、（for∀a、∀b、ただし、a, b=0,1,2,・・・,N-1（aは０以上N-1以下の整数、ｂは０以上N-1以下の整数）、a≠b）
 
であるとよい。
　そして、通信システムが、複数の変調方式をサポートしており、サポートしている変調方式から選択して使用する場合、サポートしている変調方式において、＜条件＃Ｃ１７＞が成立するとよいことになる。
　しかし、複数の変調方式をサポートしている場合、各変調方式により１シンボルで送信することができるビット数が異なるのが一般的であり（場合によっては、同一となることもあり得る。）、場合によっては、＜条件＃Ｃ１７＞を満たすことができない変調方式が存在することもある。この場合、＜条件＃Ｃ１７＞にかわり、以下の条件を満たすとよい。
 
＜条件＃Ｃ１８＞
ＫaとＫbの差は０または１、つまり、｜Ｋa―Ｋb｜は０または１
（for∀a、∀b、ただし、a, b=0,1,2,・・・,N-1（aは０以上N-1以下の整数、ｂは０以上N-1以下の整数）、a≠b）
 
　図３５は、ブロック符号を用いたとき、２つの符号化後のブロックに必要なシンボル数、スロット数の変化を示した図である。図３５は、図３の送信装置および図１２の送信装置に示したように、ｓ１、ｓ２の２つのストリームを送信し、かつ、送信装置が、２つの符号化器を有している場合の「ブロック符号を用いたとき、１つの符号化後のブロックに必要なシンボル数、スロット数の変化を示した図」である。（このとき、伝送方式としては、シングルキャリア伝送、ＯＦＤＭのようなマルチキャリア伝送、いずれを用いてもよい。）
　図３５に示すように、ブロック符号における１つの符号化後のブロックを構成するビット数を６０００ビットであるとする。この６０００ビットを送信するためには、変調方式がＱＰＳＫのとき３０００シンボル、１６ＱＡＭのとき１５００シンボル、６４ＱＡＭのとき１０００シンボルが必要となる。
　そして、図３の送信装置および図１２の送信装置では、２つのストリームを同時に送信することになり、また、２つの符号化器が存在するため、２つのストリームでは、異なる符号ブロックを伝送することになる。したがって、変調方式がＱＰＳＫのとき、ｓ１、ｓ２により、２つの符号化ブロックが同一区間内で送信されることから、例えば、ｓ１により第１の符号化後のブロックが送信され、ｓ２により、第２の符号化ブロックが送信されることになるので、第１、第２の符号化後のブロックを送信するために３０００スロットが必要となる。
　同様に考えると、変調方式が１６ＱＡＭのとき、２つの符号化後のブロックを構成するすべてのビットを送信するために１５００スロットが必要となり、変調方式が６４ＱＡＭのとき、２ブロックを構成するすべてのビットを送信するために１０００スロットが必要となる。
　次に、規則的に位相を変更する方法において、上述で定義したスロットと位相との関係について説明する。
　ここでは、周期５の規則的に位相を変更する方法のために用意する位相変更値（または、位相変更セット）の数を５とする。つまり、図４の送信装置の位相変更部のために、周期５のための５つの位相変更値（または、位相変更セット）P[0], P[1], P[2],P[3], P[4]を用意するものとする。ただし、P[0], P[1], P[2],P[3], P[4]には、少なくとも２つ以上の異なる位相変更値が含まれていればよい（P[0], P[1], P[2],P[3], P[4]に同一の位相変更値が含まれていてもよい。）。（図６のように、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’のみに位相変更を行う場合、周期５の位相変更を行うためには、５つの位相変更値を用意すればよい。また、図２６のように、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ１’およびｚ２’の両者に対し位相変更を行う場合、１スロットのために、２つの位相変更値が必要となる。この２つの位相変更値を位相変更セットとよぶ。したがって、この場合、周期５の位相変更を行うためには、５つの位相変更セットを用意すればよい）。周期５のための５つの位相変更値（または、位相変更セット）をP[0], P[1], P [2], P [3], P [4]とあらわすものとする。
　変調方式がＱＰＳＫのとき、２つの符号化後のブロックを構成するビット数６０００×２ビットを送信するための上記で述べた３０００スロットにおいて、位相変更値P[0]を使用するスロットが６００スロット、位相変更値P[1]を使用するスロットが６００スロット、位相変更値P[2]を使用するスロットが６００スロット、位相変更値P[3]を使用するスロットが６００スロット、位相変更値P[4]を使用するスロットが６００スロットである必要がある。これは、使用する位相変更値にかたよりがあると、多くの数を使用した位相変更値の影響が大きいデータの受信品質となるからである。
　また、第１の符号化ブロックを送信するために、位相変更値P[0]を使用するスロットが６００回、位相変更値P[1]を使用するスロットが６００回、位相変更値P[2]を使用するスロットが６００スロット、位相変更値P[3]を使用するスロットが６００回、プ位相変更値P[4]を使用するスロットが６００回である必要があり、また、第２の符号化ブロックを送信するために、位相変更値P[0]を使用するスロットが６００回、位相変更値P[1]を使用するスロットが６００回、位相変更値P[2]を使用するスロットが６００スロット、位相変更値P[3]を使用するスロットが６００回、位相変更値P[4]を使用するスロットが６００回であるとよい。
　同様に、変調方式が１６ＱＡＭのとき、２つの符号化後のブロックを構成するビット数６０００×２ビットを送信するための上記で述べた１５００スロットにおいて、位相変更値P[0]を使用するスロットが３００スロット、位相変更値P[1]を使用するスロットが３００スロット、位相変更値P[2]を使用するスロットが３００スロット、位相変更値P[3]を使用するスロットが３００スロット、位相変更値P[4]を使用するスロットが３００スロットである必要がある。
　また、第１の符号化ブロックを送信するために、位相変更値P[0]を使用するスロットが３００回、位相変更値P[1]を使用するスロットが３００回、位相変更値P[2]を使用するスロットが３００スロット、位相変更値P[3]を使用するスロットが３００回、位相変更値P[4]を使用するスロットが３００回である必要があり、また、第２の符号化ブロックを送信するために、位相変更値P[0]を使用するスロットが３００回、位相変更値P[1]を使用するスロットが３００回、位相変更値P[2]を使用するスロットが３００スロット、位相変更値P[3]を使用するスロットが３００回、位相変更値P[4]を使用するスロットが３００回であるとよい。
　同様に、変調方式が６４ＱＡＭのとき、２つの符号化後のブロックを構成するビット数６０００×２ビットを送信するための上記で述べた１０００スロットにおいて、位相変更値P[0]を使用するスロットが２００スロット、位相変更値P[1]を使用するスロットが２００スロット、位相変更値P[2]を使用するスロットが２００スロット、位相変更値P[3]を使用するスロットが２００スロット、位相変更値P[4]を使用するスロットが２００スロットである必要がある。
　また、第１の符号化ブロックを送信するために、位相変更値P[0]を使用するスロットが２００回、位相変更値P[1]を使用するスロットが２００回、位相変更値P[2]を使用するスロットが２００スロット、位相変更値P[3]を使用するスロットが２００回、位相変更値P[4]を使用するスロットが２００回である必要があり、また、第２の符号化ブロックを送信するために、位相変更値P[0]を使用するスロットが２００回、位相変更値P[1]を使用するスロットが２００回、位相変更値P[2]を使用するスロットが２００スロット、位相変更値P[3]を使用するスロットが２００回、位相変更値P[4]を使用するスロットが２００回であるとよい。
　以上のように、周期Nの規則的に位相変更値を切り替える位相変更方法における位相変更値をP[0], P[1], P[2],・・・, P[N-2] , P[N-1]とあらわすものとする。ただし、P[0], P[1], P[2],・・・, P[N-2] , P[N-1]は少なくとも２つ以上の異なる位相変更値で構成されているものとする。（P[0], P[1], P[2],・・・, P[N-2] , P[N-1]に同一の位相変更値が含まれていてもよい。）２つの符号化後のブロックを構成するビットをすべて送信する際に、位相変更値P[0]を使用するスロット数をＫ０, 位相変更値P[1]を使用するスロット数をＫ１、位相変更値P[i]を使用するスロット数をＫi（i=0,1,2,・・・,N-1(iは０以上N-1以下の整数)）、位相変更値P[N-1] を使用するスロット数をＫN-1としたとき、
 
＜条件＃Ｃ１９＞
Ｋ０＝Ｋ１＝・・・＝Ｋi＝・・・＝ＫN-1、つまり、Ｋa＝Ｋb、（for∀a、∀b、ただし、a, b=0,1,2,・・・,N-1（aは０以上N-1以下の整数、bは０以上N-1以下の整数）、a≠b）
 
であり、第１の符号化後のブロックを構成するビットをすべて送信する際に、位相変更値P[0]を使用する回数をＫ０，１, 位相変更値P[1]を使用する回数をＫ１，１、位相変更値P[i]を使用する回数をＫi，１（i=0,1,2,・・・,N-1(iは０以上N-1以下の整数)）、位相変更値P[N-1] を使用する回数をＫN-1，１としたとき、
 
＜条件＃Ｃ２０＞
Ｋ０，１＝Ｋ１，１＝・・・＝Ｋi，１＝・・・＝ＫN-1，１、つまり、Ｋa，１＝Ｋb，１、（for∀a、∀b、ただし、a, b=0,1,2,・・・,N-1（aは０以上N-1以下の整数、ｂは０以上N-1以下の整数）、a≠b）
 
であり、第２の符号化後のブロックを構成するビットをすべて送信する際に、位相変更値P[0]を使用する回数をＫ０，２, 位相変更値P[1]を使用する回数をＫ１，２、位相変更値P[i]を使用する回数をＫi，２（i=0,1,2,・・・,N-1(iは０以上N-1以下の整数)）、位相変更値P[N-1] を使用する回数をＫN-1，２としたとき、
 
＜条件＃Ｃ２１＞
Ｋ０，２＝Ｋ１，２＝・・・＝Ｋi，２＝・・・＝ＫN-1，２、つまり、Ｋa，２＝Ｋb，２、（for∀a、∀b、ただし、a, b=0,1,2,・・・,N-1（aは０以上N-1以下の整数、ｂは０以上N-1以下の整数）、a≠b）
 
であるとよい。
　そして、通信システムが、複数の変調方式をサポートしており、サポートしている変調方式から選択して使用する場合、サポートしている変調方式において、＜条件＃Ｃ１９＞＜条件＃Ｃ２０＞＜条件＃Ｃ２１＞が成立するとよいことになる。
　しかし、複数の変調方式をサポートしている場合、各変調方式により１シンボルで送信することができるビット数が異なるのが一般的であり（場合によっては、同一となることもあり得る。）、場合によっては、＜条件＃Ｃ１９＞＜条件＃Ｃ２０＞＜条件＃Ｃ２１＞を満たすことができない変調方式が存在することもある。この場合、＜条件＃Ｃ１９＞＜条件＃Ｃ２０＞＜条件＃Ｃ２１＞にかわり、以下の条件を満たすとよい。
 
＜条件＃Ｃ２２＞
ＫaとＫbの差は０または１、つまり、｜Ｋa―Ｋb｜は０または１
（for∀a、∀b、ただし、a, b=0,1,2,・・・,N-1（aは０以上N-1以下の整数、ｂは０以上N-1以下の整数）、a≠b）
 
＜条件＃Ｃ２３＞
Ｋa，１とＫb，１の差は０または１、つまり、｜Ｋa，１―Ｋb，１｜は０または１
（for∀a、∀b、ただし、a, b=0,1,2,・・・,N-1（aは０以上N-1以下の整数、ｂは０以上N-1以下の整数）、a≠b）
 
＜条件＃Ｃ２４＞
Ｋa，２とＫb，２の差は０または１、つまり、｜Ｋa，２―Ｋb，２｜は０または１
（for∀a、∀b、ただし、a, b=0,1,2,・・・,N-1（aは０以上N-1以下の整数、ｂは０以上N-1以下の整数）、a≠b）
 
　以上のように、符号化後のブロックと位相変更値の関係付けを行うことで、符号化ブロックを伝送するために使用する位相変更値にかたよりがなくなるため、受信装置において、データの受信品質が向上するという効果を得ることができる。
　本実施の形態では、規則的に位相を変更する方法において、周期Nの位相変更方法のためには、N個の位相変更値（または、位相変更セット）が必要となる。このとき、N個の位相変更値（または、位相変更セット）として、P[0]、P[1]、P[2]、・・・、P[N-2]、P [N-1]を用意することになるが、周波数軸方向にP[0]、P[1]、P[2]、・・・、P[N-2]、P [N-1]の順に並べる方法もあるが、必ずしもこれに限ったものではなく、N個の位相変更値（または、位相変更セット）P[0]、P[1]、P[2]、・・・、P[N-2]、P [N-1]を実施の形態１と同様に、時間軸、周波数―時間軸のブロックに対し、シンボルを配置することで、位相を変更することもできる。なお、周期Nの位相変更方法として説明しているが、N個の位相変更値（または、位相変更セット）をランダムに用いるようにしても同様の効果を得ることができる、つまり、必ずしも、規則的な周期を持つようにN個の位相変更値（または、位相変更セット）を用いる必要はないが、上記で説明した条件を満たすことは、受信装置において、高いデータの受信品質を得る上では、重要となる。
　また、空間多重ＭＩＭＯ伝送方式、プリコーディング行列が固定のＭＩＭＯ伝送方式、時空間ブロック符号化方式、１ストリームのみ送信、規則的に位相を変更する方法のモードが存在し、送信装置（放送局、基地局）は、これらのモードから、いずれかの送信方法を選択することができるようにしてもよい。
　なお、空間多重ＭＩＭＯ伝送方式とは、非特許文献３に示されているように、選択した変調方式でマッピングした信号ｓ１、ｓ２をそれぞれ異なるアンテナから送信する方法であり、プリコーディング行列が固定のＭＩＭＯ伝送方式とは、プリコーディングのみを行う（位相変更を行わない）方式である。また、時空間ブロック符号化方式とは、非特許文献９、１６、１７に示されている伝送方式である。１ストリームのみ送信とは、選択した変調方式でマッピングした信号ｓ１の信号を所定の処理を行いアンテナから送信する方法である。
　また、ＯＦＤＭのようなマルチキャリアの伝送方式を用いており、複数のキャリアで構成された第１キャリア群、複数のキャリアで構成された第１キャリア群とは異なる第２キャリア群、・・・というように複数のキャリア群でマルチキャリア伝送を実現しており、キャリア群ごとに、空間多重ＭＩＭＯ伝送方式、プリコーディング行列が固定のＭＩＭＯ伝送方式、時空間ブロック符号化方式、１ストリームのみ送信、規則的に位相を変更する方法のいずれかに設定してもよく、特に、規則的に位相を変更する方法を選択した（サブ）キャリア群では、本実施の形態を実施するとよい。
　なお、一方のプリコーディング後のベースバンド信号に対し、位相変更を行う場合、例えば、P[i]の位相変更値を「Xラジアン」とした場合、図３、図４、図６、図１２、図２５、図２９、図５１、図５３における位相変更部において、ｅｊXをプリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’に乗算することになる。そして、両者のプリコーディング後のベースバンド信号に対し、位相変更を行う場合、例えば、P[i]の位相変更セットを「Xラジアン」および「Yラジアン」とした場合、図２６、図２７、図２８、図５２、図５４における位相変更部において、ｅｊXをプリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’に乗算することになり、ｅｊYをプリコーディング後のベースバンド信号ｚ１’に乗算することになる。
 
（実施の形態Ｄ１）
　本実施の形態では、まず、実施の形態１の変形例について説明する。図６７は、本実施の形態における送信装置の構成の一例であり、図３と同様に動作するものについては、同一符号を付しており、また、以降では、図３での説明と同様に動作素部部分については、説明を省略する。そして、図６７が図３と異なる点は、重み付け合成部の直後にベースバンド信号入れ替え部６７０２が挿入されている部分である。したがって、以降では、ベースバンド信号入れ替え部６７０２周辺の動作の動作を中心に説明を行う。
　図２１に重み付け合成部（３０８Ａ、３０８Ｂ）の構成を示す。図２１において点線で囲まれる領域が重み付け合成部となる。ベースバンド信号３０７Ａは、ｗ１１と乗算し、ｗ１１・ｓ１（ｔ）を生成し、ｗ２１と乗算し、ｗ２１・ｓ１（ｔ）を生成する。同様に、ベースバンド信号３０７Ｂは、ｗ１２と乗算し、ｗ１２・ｓ２（ｔ）を生成し、ｗ２２と乗算し、ｗ２２・ｓ２（ｔ）を生成する。次に、ｚ１（ｔ）＝ｗ１１・ｓ１（ｔ）＋ｗ１２・ｓ２（ｔ）、ｚ２（ｔ）＝ｗ２１・ｓ１（ｔ）＋ｗ２２・ｓ２（ｔ）を得る。このとき、ｓ１（ｔ）およびｓ２（ｔ）は、実施の形態１の説明からわかるように、ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）、ＱＰＳＫ、８ＰＳＫ（8 Phase Shift Keying）、１６ＱＡＭ、３２ＱＡＭ（32  Quadrature Amplitude Modulation）、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭ、１６ＡＰＳＫ（16 Amplitude Phase Shift Keying）等の変調方式のベースバンド信号となる。ここで、両重み付け合成部は、固定のプリコーディング行列を用いて重み付けを実行するものとし、プリコーディング行列としては、一例として、下記、式（６３）又は式（６４）の条件のもと、式（６２）を用いる方法がある。ただし、これは一例であり、αの値は、式（６３）、式（６４）に限ったものではなく、別の値、例えば、αを１、としてもよいし、αは０であってもよい（αは０以上の実数であってよいし、αは虚数でもよい。）。
　なお、プリコーディング行列は、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000062
　但し、上記式（６２）において、αは、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000063
である。
　あるいは、上記式（６２）において、αは、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000064
である。
　また、プリコーディング行列は、式（６２）に限ったものではなく、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000065
　ａ＝Ａｅｊδ１１、ｂ＝Ｂｅｊδ１２、ｃ＝Ｃｅｊδ２１、ｄ＝Ｄｅｊδ２２であらわされればよい。また、ａ、ｂ、ｃ、ｄのいずれか一つが「ゼロ」であってもよい。例えば、（１）ａがゼロであり、ｂ、ｃ、ｄはゼロでない、（２）ｂがゼロであり、ａ、ｃ、ｄはゼロでない、（３）ｃがゼロであり、ａ、ｂ、ｄはゼロでない、（４）ｄがゼロであり、ａ、ｂ、ｃはゼロでない、であってもよい。
　また、ａ、ｂ、ｃ、ｄのうち、２つの値をゼロとしてもよい。例えば、（１）ａおよびｄがゼロであり、ｂ、ｃはゼロでない、（２）ｂおよびｃがゼロであり、ａ、ｄはゼロでないという方法が有効である。
　なお、変調方式、誤り訂正符号、その符号化率のいずれかを変更したときは、使用するプリコーディング行列を設定、変更し、そのプリコーディング行列を固定的に使用してもよい。
　次に、図６７における、ベースバンド信号入れ替え部６７０２について説明する。ベースバンド信号入れ替え部６７０２は、重み付け合成後の信号３０９Ａおよび重み付け合成後の信号３１６Ｂを入力とし、ベースバンド信号入れ替えを行い、入れ替え後ベースバンド信号６７０１Ａ、および、入れ替え後ベースバンド信号６７０１Ｂを出力する。なお、ベースバンド信号の入れ替えの詳細については、図５５を用いて説明したとおりである。本実施の形態のベースバンド信号の入れ替えは、ベースバンド信号の入れ替えするための信号が図５５と異なる。以下では、本実施の形態のベースバンド信号の入れ替えについて、図６８を用いて説明する。
　図６８において、重み付け合成後の信号３０９Ａ（ｐ１（ｉ））の同相Ｉ成分Ｉｐ１（ｉ）、直交Q成分をＱｐ１（ｉ）とあらわし、重み付け合成後の信号３１６Ｂ（ｐ２（ｉ））の同相Ｉ成分Ｉｐ２（ｉ）、直交Q成分をＱｐ２（ｉ）とあらわす。そして、入れ替え後ベースバンド信号６７０１Ａ（ｑ１（ｉ））の同相Ｉ成分Ｉｑ１（ｉ）、直交Q成分をＱｑ１（ｉ）とあらわし、入れ替え後ベースバンド信号６７０１Ｂ（ｑ２（ｉ））の同相Ｉ成分Ｉｑ２（ｉ）、直交Q成分をＱｑ２（ｉ）とあらわす。（ただし、ｉは、（時間、または、周波数（キャリア）の）順番をあらわす。図６７の例では、ｉは時間となるが、図６７を図１２のようにＯＦＤＭ方式を用いている場合に適用した場合、ｉは周波数（キャリア）であってもよい。後に、この点について説明する。）
　このとき、ベースバンド信号入れ替え部６７０２は、ベースバンド成分の入れ替えを行い、
 
・入れ替え後のベースバンド信号ｑ１（ｉ）の同相成分をＩｐ１（ｉ）、直交成分をＱｐ２（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｑ２（ｉ）の同相成分をＩｐ２（ｉ）、直交成分をＱｐ１（ｉ）
 
とし、入れ替え後のベースバンド信号ｑ１（ｉ）に相当する変調信号を送信アンテナ１、入れ替え後のベースバンド信号ｑ２（ｉ）に相当する変調信号を送信アンテナ２から、同一時刻に同一周波数を用いて送信する、というように、入れ替え後のベースバンド信号ｑ１（ｉ）に相当する変調信号と入れ替え後のベースバンド信号ｑ２（ｉ）を異なるアンテナから、同一時刻に同一周波数を用いて送信するとしてもよい。また、
 
・入れ替え後のベースバンド信号ｑ１（ｉ）の同相成分をＩｐ１（ｉ）、直交成分をＩｐ２（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｑ２（ｉ）の同相成分をＱｐ１（ｉ）、直交成分をＱｐ２（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｑ１（ｉ）の同相成分をＩｐ２（ｉ）、直交成分をＩｐ１（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｑ２（ｉ）の同相成分をＱｐ１（ｉ）、直交成分をＱｐ２（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｑ１（ｉ）の同相成分をＩｐ１（ｉ）、直交成分をＩｐ２（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｑ２（ｉ）の同相成分をＱｐ２（ｉ）、直交成分をＱｐ１（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｑ１（ｉ）の同相成分をＩｐ２（ｉ）、直交成分をＩｐ１（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｑ２（ｉ）の同相成分をＱｐ２（ｉ）、直交成分をＱｐ１（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｑ１（ｉ）の同相成分をＩｐ１（ｉ）、直交成分をＱｐ２（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｑ２（ｉ）の同相成分をＱｐ１（ｉ）、直交成分をＩｐ２（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｑ１（ｉ）の同相成分をＱｐ２（ｉ）、直交成分をＩｐ１（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｑ２（ｉ）の同相成分をＩｐ２（ｉ）、直交成分をＱｐ１（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｑ１（ｉ）の同相成分をＱｐ２（ｉ）、直交成分をＩｐ１（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｑ２（ｉ）の同相成分をＱｐ１（ｉ）、直交成分をＩｐ２（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｑ２（ｉ）の同相成分をＩｐ１（ｉ）、直交成分をＩｐ２（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｑ１（ｉ）の同相成分をＱｐ１（ｉ）、直交成分をＱｐ２（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｑ２（ｉ）の同相成分をＩｐ２（ｉ）、直交成分をＩｐ１（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｑ１（ｉ）の同相成分をＱｐ１（ｉ）、直交成分をＱｐ２（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｑ２（ｉ）の同相成分をＩｐ１（ｉ）、直交成分をＩｐ２（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｑ１（ｉ）の同相成分をＱｐ２（ｉ）、直交成分をＱｐ１（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｑ２（ｉ）の同相成分をＩｐ２（ｉ）、直交成分をＩｐ１（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｑ１（ｉ）の同相成分をＱｐ２（ｉ）、直交成分をＱｐ１（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｑ２（ｉ）の同相成分をＩｐ１（ｉ）、直交成分をＱｐ２（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｑ１（ｉ）の同相成分をＩｐ２（ｉ）、直交成分をＱｐ１（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｑ２（ｉ）の同相成分をＩｐ１（ｉ）、直交成分をＱｐ２（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｑ１（ｉ）の同相成分をＱｐ１（ｉ）、直交成分をＩｐ２（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｑ２（ｉ）の同相成分をＱｐ２（ｉ）、直交成分をＩｐ１（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｑ１（ｉ）の同相成分をＩｐ２（ｉ）、直交成分をＱｐ１（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｑ２（ｉ）の同相成分をＱｐ２（ｉ）、直交成分をＩｐ１（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｑ１（ｉ）の同相成分をＱｐ１（ｉ）、直交成分をＩｐ２（ｉ）
 
としてもよい。また、上述では、重み付け合成後の信号３０９Ａおよび重み付け合成後の信号３１６Ｂの同相成分と直交成分の入れ替えについて説明したが、これに限ったものではなく、２つの信号より多い信号同相成分と直交成分の入れ替えを行うことも可能である。
　また、上記の例では、同一時刻（同一周波数（（サブ）キャリア））のベースバンド信号の入れ替えを説明しているが、同一時刻（同一周波数（（サブ）キャリア））のベースバンド信号の入れ替えでなくてもよい。例として、以下のように記述することができる。
 
・入れ替え後のベースバンド信号ｑ１（ｉ）の同相成分をＩｐ１（ｉ＋ｖ）、直交成分をＱｐ２（ｉ＋ｗ）、入れ替え後のベースバンド信号ｑ２（ｉ）の同相成分をＩｐ２（ｉ＋ｗ）、直交成分をＱｐ１（ｉ＋ｖ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｑ１（ｉ）の同相成分をＩｐ１（ｉ＋ｖ）、直交成分をＩｐ２（ｉ＋ｗ）、入れ替え後のベースバンド信号ｑ２（ｉ）の同相成分をＱｐ１（ｉ＋ｖ）、直交成分をＱｐ２（ｉ＋ｗ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｑ１（ｉ）の同相成分をＩｐ２（ｉ＋ｗ）、直交成分をＩｐ１（ｉ＋ｖ）、入れ替え後のベースバンド信号ｑ２（ｉ）の同相成分をＱｐ１（ｉ＋ｖ）、直交成分をＱｐ２（ｉ＋ｗ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｑ１（ｉ）の同相成分をＩｐ１（ｉ＋ｖ）、直交成分をＩｐ２（ｉ＋ｗ）、入れ替え後のベースバンド信号ｑ２（ｉ）の同相成分をＱｐ２（ｉ＋ｗ）、直交成分をＱｐ１（ｉ＋ｖ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｑ１（ｉ）の同相成分をＩｐ２（ｉ＋ｗ）、直交成分をＩｐ１（ｉ＋ｖ）、入れ替え後のベースバンド信号ｑ２（ｉ）の同相成分をＱｐ２（ｉ＋ｗ）、直交成分をＱｐ１（ｉ＋ｖ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｑ１（ｉ）の同相成分をＩｐ１（ｉ＋ｖ）、直交成分をＱｐ２（ｉ＋ｗ）、入れ替え後のベースバンド信号ｑ２（ｉ）の同相成分をＱｐ１（ｉ＋ｖ）、直交成分をＩｐ２（ｉ＋ｗ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｑ１（ｉ）の同相成分をＱｐ２（ｉ＋ｗ）、直交成分をＩｐ１（ｉ＋ｖ）、入れ替え後のベースバンド信号ｑ２（ｉ）の同相成分をＩｐ２（ｉ＋ｗ）、直交成分をＱｐ１（ｉ＋ｖ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｑ１（ｉ）の同相成分をＱｐ２（ｉ＋ｗ）、直交成分をＩｐ１（ｉ＋ｖ）、入れ替え後のベースバンド信号ｑ２（ｉ）の同相成分をＱｐ１（ｉ＋ｖ）、直交成分をＩｐ２（ｉ＋ｗ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｑ２（ｉ）の同相成分をＩｐ１（ｉ＋ｖ）、直交成分をＩｐ２（ｉ＋ｗ）、入れ替え後のベースバンド信号ｑ１（ｉ）の同相成分をＱｐ１（ｉ＋ｖ）、直交成分をＱｐ２（ｉ＋ｗ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｑ２（ｉ）の同相成分をＩｐ２（ｉ＋ｗ）、直交成分をＩｐ１（ｉ＋ｖ）、入れ替え後のベースバンド信号ｑ１（ｉ）の同相成分をＱｐ１（ｉ＋ｖ）、直交成分をＱｐ２（ｉ＋ｗ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｑ２（ｉ）の同相成分をＩｐ１（ｉ＋ｖ）、直交成分をＩｐ２（ｉ＋ｗ）、入れ替え後のベースバンド信号ｑ１（ｉ）の同相成分をＱｐ２（ｉ＋ｗ）、直交成分をＱｐ１（ｉ＋ｖ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｑ２（ｉ）の同相成分をＩｐ２（ｉ＋ｗ）、直交成分をＩｐ１（ｉ＋ｖ）、入れ替え後のベースバンド信号ｑ１（ｉ）の同相成分をＱｐ２（ｉ＋ｗ）、直交成分をＱｐ１（ｉ＋ｖ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｑ２（ｉ）の同相成分をＩｐ１（ｉ＋ｖ）、直交成分をＱｐ２（ｉ＋ｗ）、入れ替え後のベースバンド信号ｑ１（ｉ）の同相成分をＩｐ２（ｉ＋ｗ）、直交成分をＱｐ１（ｉ＋ｖ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｑ２（ｉ）の同相成分をＩｐ１（ｉ＋ｖ）、直交成分をＱｐ２（ｉ＋ｗ）、入れ替え後のベースバンド信号ｑ１（ｉ）の同相成分をＱｐ１（ｉ＋ｖ）、直交成分をＩｐ２（ｉ＋ｗ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｑ２（ｉ）の同相成分をＱｐ２（ｉ＋ｗ）、直交成分をＩｐ１（ｉ＋ｖ）、入れ替え後のベースバンド信号ｑ１（ｉ）の同相成分をＩｐ２（ｉ＋ｗ）、直交成分をＱｐ１（ｉ＋ｖ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｑ２（ｉ）の同相成分をＱｐ２（ｉ＋ｗ）、直交成分をＩｐ１（ｉ＋ｖ）、入れ替え後のベースバンド信号ｑ１（ｉ）の同相成分をＱｐ１（ｉ＋ｖ）、直交成分をＩｐ２（ｉ＋ｗ）
 
　重み付け合成後の信号３０９Ａ（ｐ１（ｉ））の同相Ｉ成分Ｉｐ１（ｉ）、直交Q成分をＱｐ１（ｉ）とあらわし、重み付け合成後の信号３１６Ｂ（ｐ２（ｉ））の同相Ｉ成分Ｉｐ２（ｉ）、直交Q成分をＱｐ２（ｉ）とあらわす。そして、入れ替え後ベースバンド信号６７０１Ａ（ｑ１（ｉ））の同相Ｉ成分Ｉｑ１（ｉ）、直交Q成分をＱｑ１（ｉ）とあらわし、入れ替え後ベースバンド信号６７０１Ｂ（ｑ２（ｉ））の同相Ｉ成分Ｉｑ２（ｉ）、直交Q成分をＱｑ２（ｉ）とあらわす。
　図６８は、上記の記載を説明するための図であり、前述に記載したとおり、重み付け合成後の信号３０９Ａ（ｐ１（ｉ））の同相Ｉ成分Ｉｐ１（ｉ）、直交Q成分をＱｐ１（ｉ）とあらわし、重み付け合成後の信号３１６Ｂ（ｐ２（ｉ））の同相Ｉ成分Ｉｐ２（ｉ）、直交Q成分をＱｐ２（ｉ）とあらわす。そして、入れ替え後ベースバンド信号６７０１Ａ（ｑ１（ｉ））の同相Ｉ成分Ｉｑ１（ｉ）、直交Q成分をＱｑ１（ｉ）とあらわし、入れ替え後ベースバンド信号６７０１Ｂ（ｑ２（ｉ））の同相Ｉ成分Ｉｑ２（ｉ）、直交Q成分をＱｑ２（ｉ）とあらわす。
　すると、入れ替え後ベースバンド信号６７０１Ａ（ｑ１（ｉ））の同相Ｉ成分Ｉｑ１（ｉ）、直交Q成分をＱｑ１（ｉ）、および、入れ替え後ベースバンド信号６７０１Ｂ（ｑ２（ｉ））の同相Ｉ成分Ｉｑ２（ｉ）、直交Q成分をＱｑ２（ｉ）上述で説明したいずれかであらわされるものとする。
　そして、入れ替え後ベースバンド信号６７０１Ａ（ｑ１（ｉ））に相当する変調信号を送信アンテナ３１２Ａ、入れ替え後ベースバンド信号６７０１Ｂ（ｑ２（ｉ））に相当する変調信号を送信アンテナ３１２Ｂから、同一時刻に同一周波数を用いて送信する、というように、入れ替え後ベースバンド信号６７０１Ａ（ｑ１（ｉ））に相当する変調信号と入れ替え後ベースバンド信号６７０１Ｂ（ｑ２（ｉ））相当する変調信号を異なるアンテナから、同一時刻に同一周波数を用いて送信することになる。
　位相変更部３１７Ｂは、入れ替え後ベースバンド信号６７０１Ｂ及び信号処理方法に関する情報３１５を入力とし、当該信号入れ替え後ベースバンド信号６７０１Ｂの位相を規則的に変更して出力する。規則的に変更するとは、予め定められた周期（例えば、ｎ個のシンボル毎（ｎは１以上の整数）あるいは予め定められた時間毎）で、予め定められた位相変更パターンに従って位相を変更する。位相変更パターンの詳細については、実施の形態４において説明したとおりである。
　無線部３１０Ｂは、位相変更後の信号３０９Ｂを入力とし、直交変調、帯域制限、周波数変換、増幅等の処理を施し、送信信号３１１Ｂを出力し、送信信号３１１Ｂは、アンテナ３１２Ｂから電波として出力される。
　なお、図６７は、図３のように、符号化器が複数ある場合で説明したが、図６７に対し、図４のように符号化器と分配部を具備し、分配部が出力する信号をそれぞれ、インタリーバの入力信号とするようにし、それ以降は、図６７の構成を踏襲する場合についても、上述と同様に動作させることができる。
　図５は、本実施の形態における送信装置の時間軸におけるフレーム構成の一例を示している。シンボル５００＿１は、受信装置に、送信方法を通知するためのシンボルであり、例えば、データシンボルを伝送するために用いる誤り訂正方式、その符号化率の情報、データシンボルを伝送するために用いる変調方式の情報等を伝送する。
　シンボル５０１＿１は、送信装置が送信する変調信号ｚ１（ｔ）｛ただし、ｔは時間｝のチャネル変動を推定するためのシンボルである。シンボル５０２＿１は変調信号ｚ１（ｔ）が（時間軸における）シンボル番号ｕに送信するデータシンボル、シンボル５０３＿１は変調信号ｚ１（ｔ）がシンボル番号ｕ＋１に送信するデータシンボルである。
　シンボル５０１＿２は、送信装置が送信する変調信号ｚ２（ｔ）｛ただし、ｔは時間｝のチャネル変動を推定するためのシンボルである。シンボル５０２＿２は変調信号ｚ２（ｔ）がシンボル番号ｕに送信するデータシンボル、シンボル５０３＿２は変調信号ｚ２（ｔ）がシンボル番号ｕ＋１に送信するデータシンボルである。
　このとき、ｚ１（ｔ）におけるシンボルとｚ２（ｔ）におけるシンボルにおいて、同一時刻（同一時間）のシンボルは、同一（共通）の周波数を用いて、送信アンテナから送信されることになる。
　送信装置が送信する変調信号ｚ１（ｔ）と変調信号ｚ２（ｔ）、及び、受信装置における受信信号ｒ１（ｔ）、ｒ２（ｔ）の関係について説明する。
　図５において、５０４＃１、５０４＃２は送信装置における送信アンテナ、５０５＃１、５０５＃２は受信装置における受信アンテナを示しており、送信装置は、変調信号ｚ１（ｔ）を送信アンテナ５０４＃１、変調信号ｚ２（ｔ）を送信アンテナ５０４＃２から送信する。このとき、変調信号ｚ１（ｔ）および変調信号ｚ２（ｔ）は、同一（共通の）周波数（帯域）を占有しているものとする。送信装置の各送信アンテナと受信装置の各アンテナのチャネル変動をそれぞれｈ１１（ｔ）、ｈ１２（ｔ）、ｈ２１（ｔ）、ｈ２２（ｔ）とし、受信装置の受信アンテナ５０５＃１が受信した受信信号をｒ１（ｔ）、受信装置の受信アンテナ５０５＃２が受信した受信信号をｒ２（ｔ）とすると、以下の関係式が成立する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000066
　図６９は、本実施の形態における重み付け方法（プリコーディング（Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ）方法）、ベースバンド信号の入れ替え及び位相変更方法に関連する図であり、重み付け合成部６００は、図６７の重み付け合成部３０８Ａと３０８Ｂの両者を統合した重み付け合成部である。図６９に示すように、ストリームｓ１（ｔ）およびストリームｓ２（ｔ）は、図３のベースバンド信号３０７Ａおよび３０７Ｂに相当する、つまり、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭなどの変調方式のマッピングにしたがったベースバンド信号の同相Ｉ成分、直交Ｑ成分となる。そして、図６９のフレーム構成のようにストリームｓ１（ｔ）は、シンボル番号ｕの信号をｓ１（ｕ）、シンボル番号ｕ＋１の信号をｓ１（ｕ＋１）、・・・とあらわす。同様に、ストリームｓ２（ｔ）は、シンボル番号ｕの信号をｓ２（ｕ）、シンボル番号ｕ＋１の信号をｓ２（ｕ＋１）、・・・とあらわす。そして、重み付け合成部６００は、図６７におけるベースバンド信号３０７Ａ（ｓ１（ｔ））および３０７Ｂ（ｓ２（ｔ））、信号処理方法に関する情報３１５を入力とし、信号処理方法に関する情報３１５にしたがった重み付けを施し、図６７の重み付け合成後の信号３０９Ａ（ｐ１（ｔ））、３１６Ｂ（ｐ２（ｔ））を出力する。
　このとき、ｐ１（ｔ）は、固定のプリコーディング行列Fにおける第１行のベクトルをＷ１＝（ｗ１１，ｗ１２）とすると、以下の式（６７）であらわすことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000067
　一方、ｐ２（ｔ）は、プリコーディング行列Fにおける第２行のベクトルをＷ２＝（ｗ２１，ｗ２２）とすると、以下の式（６８）であらわすことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000068
　したがって、プリコーディング行列Fは、次式であらわすことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000069
　ベースバンド信号の入れ替えを行った後の、入れ替え後ベースバンド信号６７０１Ａ（ｑ１（ｉ））の同相Ｉ成分Ｉｑ１（ｉ）、直交Q成分をＱｑ１（ｉ）、および、入れ替え後ベースバンド信号６７０１Ｂ（ｑ２（ｉ））の同相Ｉ成分Ｉｑ２（ｉ）、直交Q成分をＱｑ２（ｉ）と、ｐ１（ｔ）およびｐ２（ｔ）の関係は、上述説明したとおりである。そして、位相変更部による位相変更式をｙ（ｔ）とすると、位相変更後のベースバンド信号３０９Ｂ（ｑ２’（ｉ））は、以下の式（７０）であらわすことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000070
　ここで、ｙ（ｔ）は、予め定められた方式に従って、位相を変更するための式であり、例えば、周期を４とすると、時刻ｕの位相変更式は、例えば、式（７１）であらわすことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000071
　同様に時刻ｕ＋１の位相変更式は、例えば、式（７２）であらわすことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000072
　即ち、時刻ｕ＋ｋの位相変更式は、式（７３）であらわすことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000073
　なお、式（７１）～（７３）に示した規則的な位相変更例は一例に過ぎない。
　規則的な位相変更の周期は４に限ったものではない。この周期の数が多くなればその分だけ、受信装置の受信性能（より正確には誤り訂正性能）の向上を促すことができる可能性がある（周期が大きければよいというわけではないが、２のような小さい値は避ける方がよい可能性が高い。）。
　また、上記式（７１）～（７３）で示した位相変更例では逐次所定の位相（上記式では、π／２ずつ）だけ回転させていく構成を示したが、同じ位相量だけ回転させるのではなくランダムに位相を変更することとしてもよい。例えば、ｙ（ｔ）は予め定められた周期に従って、式（７４）や式（７５）に示すような順に乗じる位相が変更されてもよい。位相の規則的な変更において重要となるのは、変調信号の位相が規則的に変更されることであり、変更される位相の度合いについては、なるべく均等になる、例えば、－πラジアンからπラジアンに対し、一様分布となるのが望ましいもののランダムであってもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000074
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000075
　このように、図６の重み付け合成部６００は、予め定められた固定のプリコーディングウェイトを用いてプリコーディングを実行し、ベースバンド信号入れ替え部は、上述のベースバンド信号の入れ替えを行い、位相変更部は、入力された信号の位相を、その変更度合いを規則的に変えながら、変更する。
　ＬＯＳ環境では、特殊なプリコーディング行列を用いると、受信品質が大きく改善する可能性があるが、直接波の状況により、その特殊なプリコーディング行列は受信した際の直接波の位相、振幅成分により異なる。しかし、ＬＯＳ環境には、ある規則があり、この規則に従い送信信号の位相を規則的に変更すれば、データの受信品質が大きく改善する。本発明は、ＬＯＳ環境を改善する信号処理方法を提案している。
　図７は、本実施の形態における受信装置７００の構成の一例を示している。無線部７０３＿Ｘは、アンテナ７０１＿Ｘで受信された受信信号７０２＿Ｘを入力とし、周波数変換、直交復調等の処理を施し、ベースバンド信号７０４＿Ｘを出力する。
　送信装置で送信された変調信号ｚ１におけるチャネル変動推定部７０５＿１は、ベースバンド信号７０４＿Ｘを入力とし、図５におけるチャネル推定用のリファレンスシンボル５０１＿１を抽出し、式（６６）のｈ１１に相当する値を推定し、チャネル推定信号７０６＿１を出力する。
　送信装置で送信された変調信号ｚ２におけるチャネル変動推定部７０５＿２は、ベースバンド信号７０４＿Ｘを入力とし、図５におけるチャネル推定用のリファレンスシンボル５０１＿２を抽出し、式（６６）のｈ１２に相当する値を推定し、チャネル推定信号７０６＿２を出力する。
　無線部７０３＿Ｙは、アンテナ７０１＿Ｙで受信された受信信号７０２＿Ｙを入力とし、周波数変換、直交復調等の処理を施し、ベースバンド信号７０４＿Ｙを出力する。
　送信装置で送信された変調信号ｚ１におけるチャネル変動推定部７０７＿１は、ベースバンド信号７０４＿Ｙを入力とし、図５におけるチャネル推定用のリファレンスシンボル５０１＿１を抽出し、式（６６）のｈ２１に相当する値を推定し、チャネル推定信号７０８＿１を出力する。
　送信装置で送信された変調信号ｚ２におけるチャネル変動推定部７０７＿２は、ベースバンド信号７０４＿Ｙを入力とし、図５におけるチャネル推定用のリファレンスシンボル５０１＿２を抽出し、式（６６）のｈ２２に相当する値を推定し、チャネル推定信号７０８＿２を出力する。
　制御情報復号部７０９は、ベースバンド信号７０４＿Ｘおよび７０４＿Ｙを入力とし、図５の送信方法を通知するためのシンボル５００＿１を検出し、送信装置が通知した送信方法の情報に関する信号７１０を出力する。
　信号処理部７１１は、ベースバンド信号７０４＿Ｘ、７０４＿Ｙ、チャネル推定信号７０６＿１、７０６＿２、７０８＿１、７０８＿２、及び、送信装置が通知した送信方法の情報に関する信号７１０を入力とし、検波、復号を行い、受信データ７１２＿１および７１２＿２を出力する。
　次に、図７の信号処理部７１１の動作について詳しく説明する。図８は、本実施の形態における信号処理部７１１の構成の一例を示している。図８は、主にＩＮＮＥＲ　ＭＩＭＯ検波部とｓｏｆｔ－ｉｎ／ｓｏｆｔ－ｏｕｔデコーダ、係数生成部から構成されている。この構成における反復復号の方法については、非特許文献２、非特許文献３で詳細が述べられているが、非特許文献２、非特許文献３に記載されているＭＩＭＯ伝送方式は空間多重ＭＩＭＯ伝送方式であるが、本実施の形態における伝送方式は、時間とともに信号の位相を規則的に変更し、かつ、プリコーディング行列が使用、また、ベースバンド信号の入れ替えを行っているＭＩＭＯ伝送方式である点が、非特許文献２、非特許文献３と異なる点である。式（６６）における（チャネル）行列をＨ（ｔ）、図６９におけるプリコーディングウェイト行列をF（ここでプリコーディング行列は１の受信信号中においては変更されない固定のものである）、図６９の位相変更部による位相変更式の行列をY（ｔ）（ここでY（ｔ）はｔによって変化する）、ベースバンド信号の入れ替えから、受信ベクトルをＲ（ｔ）＝（ｒ１（ｔ），ｒ２（ｔ））Ｔ、とストリームベクトルＳ（ｔ）＝（ｓ１（ｔ），ｓ２（ｔ））Ｔの関係を導き、受信ベクトルをＲ（ｔ）に対して非特許文献２、非特許文献３の復号方法を適用することができる、ＭＩＭＯ検波を行うことができる。
　したがって、図８の係数生成部８１９は、送信装置が通知した送信方法の情報（用いた固定のプリコーディング行列及び位相を変更していた場合の位相変更パターンを特定するための情報）に関する信号８１８（図７の７１０に相当）を入力とし、信号処理方法の情報に関する信号８２０を出力する。
　ＩＮＮＥＲ　ＭＩＭＯ検波部８０３は、信号処理方法の情報に関する信号８２０を入力とし、この信号を利用して、反復検波・復号を行うことになるがその動作について説明する。
　図８に示す構成の信号処理部では、反復復号（反復検波）を行うため図１０に示すような処理方法を行う必要がある。初めに、変調信号（ストリーム）ｓ１の１符号語（または、１フレーム）、および、変調信号（ストリーム）ｓ２の１符号語（または、１フレーム）の復号を行う。その結果、ｓｏｆｔ－ｉｎ／ｓｏｆｔ－ｏｕｔデコーダから、変調信号（ストリーム）ｓ１の１符号語（または、１フレーム）、および、変調信号（ストリーム）ｓ２の１符号語（または、１フレーム）の各ビットの対数尤度比（ＬＬＲ：Ｌｏｇ－Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ　Ｒａｔｉｏ）が得られる。そして、そのＬＬＲを用いて再度、検波・復号が行われる。この操作が複数回行われる（この操作を反復復号（反復検波）と呼ぶ。）。以降では、１フレームにおける特定の時間のシンボルの対数尤度比（ＬＬＲ）の作成方法を中心に説明する。
　図８において、記憶部８１５は、ベースバンド信号８０１Ｘ（図７のベースバンド信号７０４＿Ｘに相当する。）、チャネル推定信号群８０２Ｘ（図７のチャネル推定信号７０６＿１、７０６＿２に相当する。）、ベースバンド信号８０１Ｙ（図７のベースバンド信号７０４＿Ｙに相当する。）、チャネル推定信号群８０２Ｙ（図７のチャネル推定信号７０８＿１、７０８＿２に相当する。）を入力とし、反復復号（反復検波）を実現するために、算出した行列を変形チャネル信号群として記憶する。そして、記憶部８１５は、必要なときに上記信号を、ベースバンド信号８１６Ｘ、変形チャネル推定信号群８１７Ｘ、ベースバンド信号８１６Ｙ、変形チャネル推定信号群８１７Ｙとして出力する。
　その後の動作については、初期検波の場合と反復復号（反復検波）の場合を分けて説明する。
　＜初期検波の場合＞
　ＩＮＮＥＲ　ＭＩＭＯ検波部８０３は、ベースバンド信号８０１Ｘ、チャネル推定信号群８０２Ｘ、ベースバンド信号８０１Ｙ、チャネル推定信号群８０２Ｙを入力とする。ここでは、変調信号（ストリーム）ｓ１、変調信号（ストリーム）ｓ２の変調方式が１６ＱＡＭとして説明する。
　ＩＮＮＥＲ　ＭＩＭＯ検波部８０３は、まず、チャネル推定信号群８０２Ｘ、チャネル推定信号群８０２Ｙからベースバンド信号８０１Ｘに対応する候補信号点を求める。そのときの様子を図１１に示す。図１１において、●（黒丸）は、ＩＱ平面における候補信号点であり、変調方式が１６ＱＡＭのため、候補信号点は２５６個存在する。（ただし、図１１では、イメージ図を示しているため、２５６個の候補信号点全ては示していない。）ここで、変調信号ｓ１で伝送する４ビットをｂ０、ｂ１、ｂ２、ｂ３、変調信号ｓ２で伝送する４ビットをｂ４、ｂ５、ｂ６、ｂ７とすると、図１１において（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）に対応する候補信号点が存在することになる。そして、受信信号点１１０１（ベースバンド信号８０１Ｘに相当する。）と候補信号点それぞれとの２乗ユークリッド距離を求める。そして、それぞれの２乗ユークリッド距離をノイズの分散σ２で除算する。したがって、（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）に対応する候補信号点と受信信号点２乗ユークリッド距離をノイズの分散で除算した値をＥＸ（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）が求まることになる。なお、各ベースバンド信号、変調信号ｓ１、ｓ２は、複素信号である。
　同様に、チャネル推定信号群８０２Ｘ、チャネル推定信号群８０２Ｙから、ベースバンド信号８０１Ｙに対応する候補信号点をもとめ、受信信号点（ベースバンド信号８０１Ｙに相当する。）との２乗ユークリッド距離を求め、この２乗ユークリッド距離をノイズの分散σ２で除算する。したがって、（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）に対応する候補信号点と受信信号点２乗ユークリッド距離をノイズの分散で除算した値をＥＹ（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）が求まることになる。
　そして、ＥＸ（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）＋ＥＹ（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）＝Ｅ（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）を求める。
　ＩＮＮＥＲ　ＭＩＭＯ検波部８０３は、Ｅ（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）を信号８０４として出力する。
　対数尤度算出部８０５Ａは、信号８０４を入力とし、ビットｂ０およびｂ１およびｂ２およびｂ３の対数尤度（ｌｏｇ　ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ）を算出し、対数尤度信号８０６Ａを出力する。ただし、対数尤度の算出では、“１”のときの対数尤度および“０”のときの対数尤度が算出される。その算出方法は、式（２８）、式（２９）、式（３０）に示した通りであり、詳細については、非特許文献２、非特許文献３に示されている。
　同様に、対数尤度算出部８０５Ｂは、信号８０４を入力とし、ビットｂ４およびｂ５およびｂ６およびｂ７の対数尤度を算出し、対数尤度信号８０６Ｂを出力する。
　デインタリーバ（８０７Ａ）は、対数尤度信号８０６Ａを入力とし、インタリーバ（図６７のインタリーバ（３０４Ａ））に対応するデインタリーブを行い、デインタリーブ後の対数尤度信号８０８Ａを出力する。
　同様に、デインタリーバ（８０７Ｂ）は、対数尤度信号８０６Ｂを入力とし、インタリーバ（図６７のインタリーバ（３０４Ｂ））に対応するデインタリーブを行い、デインタリーブ後の対数尤度信号８０８Ｂを出力する。
　対数尤度比算出部８０９Ａは、デインタリーブ後の対数尤度信号８０８Ａを入力とし、図６７の符号化器３０２Ａで符号化されたビットの対数尤度比（ＬＬＲ：Ｌｏｇ－Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ　Ｒａｔｉｏ）を算出し、対数尤度比信号８１０Ａを出力する。
　同様に、対数尤度比算出部８０９Ｂは、デインタリーブ後の対数尤度信号８０８Ｂを入力とし、図６７の符号化器３０２Ｂで符号化されたビットの対数尤度比（ＬＬＲ：Ｌｏｇ－Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ　Ｒａｔｉｏ）を算出し、対数尤度比信号８１０Ｂを出力する。
　Ｓｏｆｔ－ｉｎ／ｓｏｆｔ－ｏｕｔデコーダ８１１Ａは、対数尤度比信号８１０Ａを入力とし、復号を行い、復号後の対数尤度比８１２Ａを出力する。
　同様に、Ｓｏｆｔ－ｉｎ／ｓｏｆｔ－ｏｕｔデコーダ８１１Ｂは、対数尤度比信号８１０Ｂを入力とし、復号を行い、復号後の対数尤度比８１２Ｂを出力する。
　＜反復復号（反復検波）の場合、反復回数ｋ＞
　インタリーバ（８１３Ａ）は、ｋ－１回目のｓｏｆｔ－ｉｎ／ｓｏｆｔ－ｏｕｔデコードで得られた復号後の対数尤度比８１２Ａを入力とし、インタリーブを行い、インタリーブ後の対数尤度比８１４Ａを出力する。このとき、インタリーブ（８１３Ａ）のインタリーブのパターンは、図６７のインタリーバ（３０４Ａ）のインタリーブパターンと同様である。
　インタリーバ（８１３Ｂ）は、ｋ－１回目のｓｏｆｔ－ｉｎ／ｓｏｆｔ－ｏｕｔデコードで得られた復号後の対数尤度比８１２Ｂを入力とし、インタリーブを行い、インタリーブ後の対数尤度比８１４Ｂを出力する。このとき、インタリーブ（８１３Ｂ）のインタリーブのパターンは、図６７のインタリーバ（３０４Ｂ）のインタリーブパターンと同様である。
　ＩＮＮＥＲ　ＭＩＭＯ検波部８０３は、ベースバンド信号８１６Ｘ、変形チャネル推定信号群８１７Ｘ、ベースバンド信号８１６Ｙ、変形チャネル推定信号群８１７Ｙ、インタリーブ後の対数尤度比８１４Ａ、インタリーブ後の対数尤度比８１４Ｂを入力とする。ここで、ベースバンド信号８０１Ｘ、チャネル推定信号群８０２Ｘ、ベースバンド信号８０１Ｙ、チャネル推定信号群８０２Ｙではなく、ベースバンド信号８１６Ｘ、変形チャネル推定信号群８１７Ｘ、ベースバンド信号８１６Ｙ、変形チャネル推定信号群８１７Ｙを用いているのは、反復復号のため、遅延時間が発生しているためである。
　ＩＮＮＥＲ　ＭＩＭＯ検波部８０３の反復復号時の動作と、初期検波時の動作の異なる点は、インタリーブ後の対数尤度比８１４Ａ、インタリーブ後の対数尤度比８１４Ｂを信号処理の際に用いていることである。ＩＮＮＥＲ　ＭＩＭＯ検波部８０３は、まず、初期検波のときと同様に、Ｅ（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）を求める。加えて、インタリーブ後の対数尤度比８１４Ａ、インタリーブ後の対数尤度比９１４Ｂから、式（１１）、式（３２）に相当する係数を求める。そして、Ｅ（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）の値をこの求めた係数を用いて補正し、その値をＥ’（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）とし、信号８０４として出力する。
　対数尤度算出部８０５Ａは、信号８０４を入力とし、ビットｂ０およびｂ１およびｂ２およびｂ３の対数尤度（ｌｏｇ　ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ）を算出し、対数尤度信号８０６Ａを出力する。ただし、対数尤度の算出では、“１”のときの対数尤度および“０”のときの対数尤度が算出される。その算出方法は、式（３１）、式（数３２）、式（３３）、式（３４）、式（３５）に示したとおりであり、非特許文献２、非特許文献３に示されている。
　同様に、対数尤度算出部８０５Ｂは、信号８０４を入力とし、ビットｂ４およびｂ５およびｂ６およびｂ７の対数尤度を算出し、対数尤度信号８０６Ｂを出力する。デインタリーバ以降の動作は、初期検波と同様である。
　なお、図８では、反復検波を行う場合の、信号処理部の構成について示したが、反復検波は必ずしも良好な受信品質を得る上で必須の構成ではなく、反復検波のみに必要とする構成部分、インタリーバ８１３Ａ、８１３Ｂを有していない構成でもよい。このとき、ＩＮＮＥＲ　ＭＩＭＯ検波部８０３は、反復的な検波を行わないことになる。
　なお、非特許文献５等に示されているように、ＱＲ分解を用いて初期検波、反復検波を行ってもよい。また、非特許文献１１に示されているように、MMSE（Minimum Mean Square Error）、ZF（Zero Forcing）の線形演算を行い、初期検波を行ってもよい。
　図９は、図８と異なる信号処理部の構成であり、図６７に対し、図４の符号化器、分配部を適用した送信装置が送信した変調信号のための信号処理部である。図８と異なる点は、ｓｏｆｔ－ｉｎ／ｓｏｆｔ－ｏｕｔデコーダの数であり、ｓｏｆｔ－ｉｎ／ｓｏｆｔ－ｏｕｔデコーダ９０１は、対数尤度比信号８１０Ａ、８１０Ｂを入力とし、復号を行い、復号後の対数尤度比９０２を出力する。分配部９０３は、復号後の対数尤度比９０２を入力とし、分配を行う。それ以外の部分については、図８と同様の動作となる。
　以上のように、本実施の形態のように、ＭＩＭＯ伝送システムの送信装置が複数アンテナから複数の変調信号を送信する際、プリコーディング行列を乗算するとともに、時間とともに位相を変更するし、当該位相の変更を規則的に行うことで、直接波が支配的なＬＯＳ環境において、従来の空間多重ＭＩＭＯ伝送を用いるときと比べ、受信装置におけるデータの受信品質が向上するという効果を得ることができる。
　本実施の形態において、特に、受信装置の構成については、アンテナ数を限定して、動作を説明したが、アンテナ数が増えても、同様に実施することができる。つまり、受信装置におけるアンテナ数は、本実施の形態の動作、効果に影響を与えるものではない。
　また、本実施の形態では、符号化として、特にＬＤＰＣ符号に限ったものではなく、また、復号方法についても、ｓｏｆｔ－ｉｎ／ｓｏｆｔ－ｏｕｔデコーダとして、ｓｕｍ－ｐｒｏｄｕｃｔ復号を例に限ったものではなく、他のｓｏｆｔ－ｉｎ／ｓｏｆｔ－ｏｕｔの復号方法、例えば、ＢＣＪＲアルゴリズム、ＳＯＶＡアルゴリズム、Ｍａｘ－ｌｏｇ－ＭＡＰアルゴリズムなどがある。詳細については、非特許文献６に示されている。
　また、上述では、シングルキャリア方式を例に説明したが、これに限ったものではなく、マルチキャリア伝送を行った場合でも同様に実施することができる。したがって、例えば、スペクトル拡散通信方式、ＯＦＤＭ方式、ＳＣ－ＦＤＭＡ、ＳＣ－ＯＦＤＭ方式、非特許文献７等で示されているウェーブレットＯＦＤＭ方式等を用いた場合についても同様に実施することができる。また、本実施の形態では、データシンボル以外のシンボル、例えば、パイロットシンボル（プリアンブル、ユニークワード等）、制御情報の伝送用のシンボルなどが、フレームにどのように配置されていてもよい。
　次に、マルチキャリア方式の一例として、ＯＦＤＭ方式を用いたときの例を説明する。
　図７０は、ＯＦＤＭ方式を用いたときの送信装置の構成を示している。図７０において、図３、図１２、図６７と同様に動作するものについては、同一符号を付した。
　ＯＦＤＭ方式関連処理部１２０１Ａは、重み付け後の信号３０９Ａを入力とし、ＯＦＤＭ方式関連の処理を施し、送信信号１２０２Ａを出力する。同様に、ＯＦＤＭ方式関連処理部１２０１Ｂは、位相変更後の信号３０９Ｂを入力とし、送信信号１２０２Ｂを出力する。
　図１３は、図７０のＯＦＤＭ方式関連処理部１２０１Ａ、１２０１Ｂ以降の構成の一例を示しており、図７０の１２０１Ａから３１２Ａに関連する部分が、１３０１Ａから１３１０Ａであり、１２０１Ｂから３１２Ｂに関連する部分が１３０１Ｂから１３１０Ｂである。
　シリアルパラレル変換部１３０２Ａは、入れ替え後のベースバンド信号１３０１Ａ（図７０の入れ替え後のベースバンド信号６７０１Ａに相当する）シリアルパラレル変換を行い、パラレル信号１３０３Ａを出力する。
　並び換え部１３０４Ａは、パラレル信号１３０３Ａを入力とし、並び換えを行い、並び換え後の信号１３０５Ａを出力する。なお、並び換えについては、後で詳しく述べる。
　逆高速フーリエ変換部１３０６Ａは、並び換え後の信号１３０５Ａを入力とし、逆高速フーリエ変換を施し、逆フーリエ変換後の信号１３０７Ａを出力する。
　無線部１３０８Ａは、逆フーリエ変換後の信号１３０７Ａを入力とし、周波数変換、増幅等の処理を行い、変調信号１３０９Ａを出力し、変調信号１３０９Ａはアンテナ１３１０Ａから電波として出力される。
　シリアルパラレル変換部１３０２Ｂは、位相が変更された後の信号１３０１Ｂ（図１２の位相変更後の信号３０９Ｂに相当する）に対し、シリアルパラレル変換を行い、パラレル信号１３０３Ｂを出力する。
　並び換え部１３０４Ｂは、パラレル信号１３０３Ｂを入力とし、並び換えを行い、並び換え後の信号１３０５Ｂを出力する。なお、並び換えについては、後で詳しく述べる。
　逆高速フーリエ変換部１３０６Ｂは、並び換え後の信号１３０５Ｂを入力とし、逆高速フーリエ変換を施し、逆フーリエ変換後の信号１３０７Ｂを出力する。
　無線部１３０８Ｂは、逆フーリエ変換後の信号１３０７Ｂを入力とし、周波数変換、増幅等の処理を行い、変調信号１３０９Ｂを出力し、変調信号１３０９Ｂはアンテナ１３１０Ｂから電波として出力される。
　図６７の送信装置では、マルチキャリアを用いた伝送方式でないため、図６９のように、４周期となるように位相を変更し、位相変更後のシンボルを時間軸方向に配置している。図７０に示すようなＯＦＤＭ方式のようなマルチキャリア伝送方式を用いている場合、当然、図６７のようにプリコーディング、ベースバンド信号の入れ替えをし、位相を変更した後のシンボルを時間軸方向に配置し、それを各（サブ）キャリアごとに行う方式が考えられるが、マルチキャリア伝送方式の場合、周波数軸方向、または、周波数軸・時間軸両者を用いて配置する方法が考えられる。以降では、この点について説明する。
　図１４は、横軸周波数、縦軸時間における、図１３の並び替え部１３０１Ａ、１３０１Ｂにおけるシンボルの並び替え方法の一例を示しており、周波数軸は、（サブ）キャリア０から（サブ）キャリア９で構成されており、変調信号ｚ１とｚ２は、同一時刻（時間）に同一の周波数帯域を使用しており、図１４（Ａ）は変調信号ｚ１のシンボルの並び替え方法、図１４（Ｂ）は変調信号ｚ２のシンボルの並び替え方法を示している。シリアルパラレル変換部１３０２Ａが入力とする入れ替え後のベースバンド信号１３０１Ａのシンボルに対し、順番に、＃０、＃１、＃２、＃３、・・・と番号をふる。ここでは、周期４の場合を考えているので、＃０、＃１、＃２、＃３が一周期分となる。同様に考えると、＃４ｎ、＃４ｎ＋１、＃４ｎ＋２、＃４ｎ＋３（ｎは０以上の整数）が一周期分となる。
　このとき、図１４（ａ）のように、シンボル＃０、＃１、＃２、＃３、・・・をキャリア０から順番に配置し、シンボル＃０から＃９を時刻＄１に配置し、その後、シンボル＃１０から＃１９を時刻＄２に配置するというように規則的に配置するものとする。なお、変調信号ｚ１とｚ２は、複素信号である。
　同様に、シリアルパラレル変換部１３０２Ｂが入力とする位相が変更された後の信号１３０１Ｂのシンボルに対し、順番に、＃０、＃１、＃２、＃３、・・・と番号をふる。ここでは、周期４の場合を考えているので、＃０、＃１、＃２、＃３はそれぞれ異なる位相変更を行っていることになり、＃０、＃１、＃２、＃３が一周期分となる。同様に考えると、＃４ｎ、＃４ｎ＋１、＃４ｎ＋２、＃４ｎ＋３（ｎは０以上の整数）はそれぞれ異なる位相変更を行っていることになり、＃４ｎ、＃４ｎ＋１、＃４ｎ＋２、＃４ｎ＋３が一周期分となる。
　このとき、図１４（ｂ）のように、シンボル＃０、＃１、＃２、＃３、・・・をキャリア０から順番に配置し、シンボル＃０から＃９を時刻＄１に配置し、その後、シンボル＃１０から＃１９を時刻＄２に配置するというように規則的に配置するものとする。
　そして、図１４（Ｂ）に示すシンボル群１４０２は、図６９に示す位相変更方法を用いたときの１周期分のシンボルであり、シンボル＃０は図６９の時刻ｕの位相を用いたときのシンボルであり、シンボル＃１は図６９の時刻ｕ＋１の位相を用いたときのシンボルであり、シンボル＃２は図６９の時刻ｕ＋２の位相を用いたときのシンボルであり、シンボル＃３は図６９の時刻ｕ＋３の位相を用いたときのシンボルである。したがって、シンボル＃ｘにおいて、ｘ　ｍｏｄ　４（ｘを４で割ったときの余り、したがって、ｍｏｄ：modulo）が０のとき、シンボル＃ｘは図６９の時刻ｕの位相を用いたときのシンボルであり、ｘ　ｍｏｄ　４が１のとき、シンボル＃ｘは図６９の時刻ｕ＋１の位相を用いたときのシンボルであり、ｘ　ｍｏｄ　４が２のとき、シンボル＃ｘは図６９の時刻ｕ＋２の位相を用いたときのシンボルであり、ｘ　ｍｏｄ　４が３のとき、シンボル＃ｘは図６９の時刻ｕ＋３の位相を用いたときのシンボルである。
　なお、本実施の形態においては、図１４（Ａ）に示す変調信号ｚ１は位相を変更されていない。
　このように、ＯＦＤＭ方式などのマルチキャリア伝送方式を用いた場合、シングルキャリア伝送のときとは異なり、シンボルを周波数軸方向に並べることができるという特徴を持つことになる。そして、シンボルの並べ方については、図１４のような並べ方に限ったものではない。他の例について、図１５、図１６を用いて説明する。
　図１５は、図１４とは異なる、横軸周波数、縦軸時間における、図１３の並び替え部１３０１Ａ、１３０１Ｂにおけるシンボルの並び替え方法の一例を示しており、図１５（Ａ）は変調信号ｚ１のシンボルの並び替え方法、図１５（Ｂ）は変調信号ｚ２のシンボルの並び替え方法を示している。図１５（Ａ）（Ｂ）が図１４と異なる点は、変調信号ｚ１のシンボルの並び替え方法と変調信号ｚ２のシンボルの並び替え方法が異なる点であり、図１５（Ｂ）では、シンボル＃０から＃５をキャリア４からキャリア９に配置し、シンボル＃６から＃９をキャリア０から３に配置し、その後、同様の規則で、シンボル＃１０から＃１９を各キャリアに配置する。このとき、図１４（Ｂ）と同様に、図１５（Ｂ）に示すシンボル群１５０２は、図６に示す位相変更方法を用いたときの１周期分のシンボルである。
　図１６は、図１４と異なる、横軸周波数、縦軸時間における、図１３の並び替え部１３０１Ａ、１３０１Ｂにおけるシンボルの並び替え方法の一例を示しており、図１６（Ａ）は変調信号ｚ１のシンボルの並び替え方法、図１６（Ｂ）は変調信号ｚ２のシンボルの並び替え方法を示している。図１６（Ａ）（Ｂ）が図１４と異なる点は、図１４では、シンボルをキャリアに順々に配置しているのに対し、図１６では、シンボルをキャリアに順々に配置していない点である。当然であるが、図１６において、図１５と同様に、変調信号ｚ１のシンボルの並び替え方法と変調信号ｚ２の並び替え方法を異なるようにしてもよい。
　図１７は、図１４～１６とは異なる、横軸周波数、縦軸時間における、図１３の並び替え部１３０１Ａ、１３０１Ｂにおけるシンボルの並び替え方法の一例を示しており、図１７（Ａ）は変調信号ｚ１のシンボルの並び替え方法、図１７（Ｂ）は変調信号ｚ２のシンボルの並び替え方法を示している。図１４～１６では、シンボルを周波数軸方向に並べているが、図１７ではシンボルを周波数、時間軸の両者を利用して配置している。
　図６９では、位相の変更を４スロットで切り替える場合の例を説明したが、ここでは、８スロットで切り替える場合を例に説明する。図１７に示すシンボル群１７０２は、位相変更方法を用いたときの１周期分のシンボル（したがって、８シンボル）であり、シンボル＃０は時刻ｕの位相を用いたときのシンボルであり、シンボル＃１は時刻ｕ＋１の位相を用いたときのシンボルであり、シンボル＃２は時刻ｕ＋２の位相を用いたときのシンボルであり、シンボル＃３は時刻ｕ＋３の位相を用いたときのシンボルであり、シンボル＃４は時刻ｕ＋４の位相を用いたときのシンボルであり、シンボル＃５は時刻ｕ＋５の位相を用いたときのシンボルであり、シンボル＃６は時刻ｕ＋６の位相を用いたときのシンボルであり、シンボル＃７は時刻ｕ＋７の位相を用いたときのシンボルである。したがって、シンボル＃ｘにおいて、ｘ　ｍｏｄ　８が０のとき、シンボル＃ｘは時刻ｕの位相を用いたときのシンボルであり、ｘ　ｍｏｄ　８が１のとき、シンボル＃ｘは時刻ｕ＋１の位相を用いたときのシンボルであり、ｘ　ｍｏｄ　８が２のとき、シンボル＃ｘは時刻ｕ＋２の位相を用いたときのシンボルであり、ｘ　ｍｏｄ　８が３のとき、シンボル＃ｘは時刻ｕ＋３の位相を用いたときのシンボルであり、ｘ　ｍｏｄ　８が４のとき、シンボル＃ｘは時刻ｕ＋４の位相を用いたときのシンボルであり、ｘ　ｍｏｄ　８が５のとき、シンボル＃ｘは時刻ｕ＋５の位相を用いたときのシンボルであり、ｘ　ｍｏｄ　８が６のとき、シンボル＃ｘは時刻ｕ＋６の位相を用いたときのシンボルであり、ｘ　ｍｏｄ　８が７のとき、シンボル＃ｘは時刻ｕ＋７の位相を用いたときのシンボルである。図１７のシンボルの並べ方では、時間軸方向に４スロット、周波数軸方向で２スロットの計４×２＝８スロットを用いて、１周期分のシンボルを配置しているが、このとき、１周期分のシンボルの数をｍ×ｎシンボル（つまり、乗じる位相はｍ×ｎ種類存在する。）１周期分のシンボルを配置するのに使用する周波数軸方向のスロット（キャリア数）をｎ、時間軸方向に使用するスロットをｍとすると、ｍ＞ｎとするとよい。これは、直接波の位相は、時間軸方向の変動は、周波数軸方向の変動と比較し、緩やかである。したがって、定常的な直接波の影響を小さくするために本実施の形態の規則的な位相の変更を行うので、位相の変更を行う周期では直接波の変動を小さくしたい。したがって、ｍ＞ｎとするとよい。また、以上の点を考慮すると、周波数軸方向のみ、または、時間軸方向のみにシンボルを並び替えるより、図１７のように周波数軸と時間軸の両者を用いて並び換えを行うほうが、直接波は定常的になる可能性が高く、本発明の効果を得やすいという効果が得られる。ただし、周波数軸方向に並べると、周波数軸の変動が急峻であるため、ダイバーシチゲインを得ることが出来る可能性があるので、必ずしも周波数軸と時間軸の両者を用いて並び換えを行う方法が最適な方法であるとは限らない。
　図１８は、図１７とは異なる、横軸周波数、縦軸時間における、図１３の並び替え部１３０１Ａ、１３０１Ｂにおけるシンボルの並び替え方法の一例を示しており、図１８（Ａ）は変調信号ｚ１のシンボルの並び替え方法、図１８（Ｂ）は変調信号ｚ２のシンボルの並び替え方法を示している。図１８は、図１７と同様、シンボルを周波数、時間軸の両者を利用して配置しているが、図１７と異なる点は、図１７では、周波数方向を優先し、その後、時間軸方向にシンボルを配置しているのに対し、図１８では、時間軸方向を優先し、その後、時間軸方向にシンボルを配置している点である。図１８において、シンボル群１８０２は、位相変更方法を用いたときの１周期分のシンボルである。
　なお、図１７、図１８では、図１５と同様に、変調信号ｚ１のシンボルの配置方法と変調信号ｚ２のシンボル配置方法が異なるように配置しても同様に実施することができ、また、高い受信品質を得ることができるという効果を得ることができる。また、図１７、図１８において、図１６のようにシンボルを順々に配置していなくても、同様に実施することができ、また、高い受信品質を得ることができるという効果を得ることができる。
　図２２は、上記とは異なる、横軸周波数、縦軸時間における図１３の並び替え部１３０１Ａ、１３０Ｂにおけるシンボルの並び換え方法の一例を示している。図６９の時刻ｕ～ｕ＋３のような４スロットを用いて規則的に位相を変更する場合を考える。図２２において特徴的な点は、周波数軸方向にシンボルを順に並べているが、時間軸方向に進めた場合、サイクリックにｎ（図２２の例ではｎ＝１）シンボルサイクリックシフトさせている点である。図２２における周波数軸方向のシンボル群２２１０に示した４シンボルにおいて、図６９の時刻ｕ～ｕ＋３の位相の変更を行うものとする。
　このとき、＃０のシンボルでは時刻ｕの位相を用いた位相変更、＃１では時刻ｕ＋１の位相を用いた位相変更、＃２では時刻ｕ＋２の位相を用いた位相変更、＃３では時刻ｕ＋３の位相を用いた位相変更を行うものとする。
　周波数軸方向のシンボル群２２２０についても同様に、＃４のシンボルでは時刻ｕの位相を用いた位相変更、＃５では時刻ｕ＋１の位相を用いた位相変更、＃６では時刻ｕ＋２の位相を用いた位相変更、＃７では時刻ｕ＋３の位相を用いた位相変更を行うものとする。
　時間＄１のシンボルにおいて、上記のような位相の変更を行ったが、時間軸方向において、サイクリックシフトしているため、シンボル群２２０１、２２０２、２２０３、２２０４については以下のように位相の変更を行うことになる。
　時間軸方向のシンボル群２２０１では、＃０のシンボルでは時刻ｕの位相を用いた位相変更、＃９では時刻ｕ＋１の位相を用いた位相変更、＃１８では時刻ｕ＋２の位相を用いた位相変更、＃２７では時刻ｕ＋３の位相を用いた位相変更を行うものとする。
　時間軸方向のシンボル群２２０２では、＃２８のシンボルでは時刻ｕの位相を用いた位相変更、＃１では時刻ｕ＋１の位相を用いた位相変更、＃１０では時刻ｕ＋２の位相を用いた位相変更、＃１９では時刻ｕ＋３の位相を用いた位相変更を行うものとする。
　時間軸方向のシンボル群２２０３では、＃２０のシンボルでは時刻ｕの位相を用いた位相変更、＃２９では時刻ｕ＋１の位相を用いた位相変更、＃２では時刻ｕ＋２の位相を用いた位相変更、＃１１では時刻ｕ＋３の位相を用いた位相変更を行うものとする。
　時間軸方向のシンボル群２２０４では、＃１２のシンボルでは時刻ｕの位相を用いた位相変更、＃２１では時刻ｕ＋１の位相を用いた位相変更、＃３０では時刻ｕ＋２の位相を用いた位相変更、＃３では時刻ｕ＋３の位相を用いた位相変更を行うものとする。
　図２２においての特徴は、例えば＃１１のシンボルに着目した場合、同一時刻の周波数軸方向の両隣のシンボル（＃１０と＃１２）は、ともに＃１１とは異なる位相を用いて位相の変更を行っているとともに、＃１１のシンボルの同一キャリアの時間軸方向の両隣のシンボル（＃２と＃２０）は、ともに＃１１とは異なる位相を用いて位相の変更を行っていることである。そして、これは＃１１のシンボルに限ったものではなく、周波数軸方向および時間軸方向ともに両隣にシンボルが存在するシンボルすべてにおいて＃１１のシンボルと同様の特徴をもつことになる。これにより、効果的に位相を変更していることになり、直接波の定常的な状況に対する影響を受けづらくなるため、データの受信品質が改善される可能性が高くなる。
　図２２では、ｎ＝１として説明したが、これに限ったものではなく、ｎ＝３としても同様に実施することができる。また、図２２では、周波数軸にシンボルを並べ、時間が軸方向にすすむ場合、シンボルの配置の順番をサイクリックシフトするという特徴を持たせることで、上記の特徴を実現したが、シンボルをランダム（規則的であってもよい）に配置することで上記特徴を実現するような方法もある。
　なお、本実施の形態では、実施の形態１の変形例として、位相変更前に、ベースバンド信号入れ替え部を挿入する構成を示したが、本実施の形態と実施の形態２を組み合わせ、図２６、図２８において、位相変更を行う前に、ベースバンド信号の入れ替え部を挿入して、実施してもよい。したがって、図２６において、位相変更部３１７Ａは、入れ替え後ベースバンド信号６７０１Ａ（ｑ１（ｉ））を入力とし、位相変更部３１７Ｂは、入れ替え後ベースバンド信号６７０１Ｂ（ｑ２（ｉ））を入力とすることになる。また、図２８の位相変更部３１７Ａおよび位相変更部３１７Ｂについても同様となる。
　次に、送信装置から見て、各所に点在することになる受信装置において、受信装置がどこに配置されていても、各受信装置が良好なデータの受信品質を得るための手法について開示する。
　図３１は、規則的に位相を変更する送信方式において、ＯＦＤＭ方式のようなマルチキャリア方式を用いたときの、時間－周波数軸における信号の一部のシンボルのフレーム構成の一例を示している。
　図３１は、図６７に示した位相変更部３１７Ｂの入力である入れ替え後のベースバンド信号に対応する変調信号ｚ２’のフレーム構成を示しており、１つの四角がシンボル（ただし、プリコーディングを行っているため、ｓ１とｓ２の両者の信号を含んでいるのが通常であるが、プリコーディング行列の構成しだいでは、ｓ１とｓ２の一方の信号のみであることもある。）を示している。
　ここで、図３１のキャリア２、時刻＄２のシンボル３１００について着目する。なお、ここではキャリアと記載しているが、サブキャリアと呼称することもある。
　キャリア２において、時刻＄２に時間的に最も隣接するシンボル、つまりキャリア２の時刻＄１のシンボル３１０３と時刻＄３のシンボル３１０１のそれぞれのチャネル状態は、キャリア２、時刻＄２のシンボル６１０ａのチャネル状態と、非常に相関が高い。
　同様に時刻＄２において、周波数軸方向でキャリア２に最も隣接している周波数のシンボル、即ち、キャリア１、時刻＄２のシンボル３１０４と時刻＄２、キャリア３のシンボル３１０４とのチャネル状態は、ともに、キャリア２、時刻＄２のシンボル３１００のチャネル状態と、非常に相関が高い。
　上述したように、シンボル３１０１、３１０２、３１０３、３１０４のそれぞれのチャネル状態は、シンボル３１００のチャネル状態との相関が非常に高い。
　本明細書において、規則的に位相を変更する送信方法において、乗じる位相として、Ｎ種類の位相（但し、Ｎは２以上の整数）を用意しているものとする。図３１に示したシンボルには、例えば、「ｅｊ０」という記載を付しているが、これは、このシンボルにおける図６における信号ｚ２’に対し、「ｅｊ０」が乗じられて位相が変更されたことを意味する。つまり、図３１の各シンボルに記載している値は、式（７０）におけるｙ（ｔ）の値となる。
　本実施の形態においては、この周波数軸方向で隣接しあうシンボル及び／または時間軸方向で隣接しあうシンボルのチャネル状態の相関性が高いことを利用して受信装置側において、高いデータの受信品質が得られる位相が変更されたシンボルのシンボル配置を開示する。
　この受信側で高いデータの受信品質が得られる条件として、条件＃Ｄ１－１、条件＃Ｄ１－２が考えられる。
 
＜条件＃Ｄ１－１＞
図６９のように、入れ替え後のベースバンド信号ｑ２に対し、規則的に位相を変更する送信方法において、ＯＦＤＭのようなマルチキャリア伝送方式を用いている場合、時間Ｘ・キャリアＹがデータ伝送用のシンボル（以下、データシンボルと呼称する）であり、時間軸方向で隣接するシンボル、即ち、時間Ｘ－１・キャリアＹおよび時間Ｘ＋１・キャリアＹがいずれもデータシンボルであり、これら３つのデータシンボルに対応する入れ替え後のベースバンド信号ｑ２、つまり、時間Ｘ・キャリアＹ、時間Ｘ－１・キャリアＹおよび時間Ｘ＋１・キャリアＹにおけるそれぞれの入れ替え後のベースバンド信号ｑ２では、いずれも異なる位相変更が行われる。
 
＜条件＃Ｄ１－２＞
図６９のように、入れ替え後のベースバンド信号ｑ２に対し、規則的に位相を変更する送信方法において、ＯＦＤＭのようなマルチキャリア伝送方式を用いている場合、時間Ｘ・キャリアＹがデータ伝送用のシンボル（以下、データシンボルと呼称する）であり、周波数軸方向で隣接するシンボル、即ち、時間Ｘ・キャリアＹ－１および時間Ｘ・キャリアＹ＋１がいずれもデータシンボルである場合、これら３つのデータシンボルに対応する入れ替え後のベースバンド信号ｑ２、つまり、時間Ｘ・キャリアＹ、時間Ｘ・キャリアＹ－１および時間Ｘ・キャリアＹ＋１におけるそれぞれの入れ替え後のベースバンド信号ｑ２では、いずれも異なる位相変更が行われる。
 
　そして、＜条件＃Ｄ１－１＞を満たすデータシンボルが存在するとよい。同様に、＜条件＃Ｄ１－２＞を満たすデータシンボルが存在するとよい。
　当該＜条件＃Ｄ１－１＞＜条件＃Ｄ１－２＞が導出される理由は以下の通りである。
　送信信号においてあるシンボル（以降、シンボルＡと呼称する）があり、当該シンボルＡに時間的に隣接したシンボルそれぞれのチャネル状態は、上述したとおり、シンボルＡのチャネル状態との相関が高い。
　したがって、時間的に隣接した３シンボルで、異なる位相を用いていると、ＬＯＳ環境において、シンボルＡが劣悪な受信品質（ＳＮＲとしては高い受信品質を得ているものの、直接波の位相関係が劣悪な状況であるため受信品質が悪い状態）であっても、残りのシンボルＡに隣接する２シンボルでは、良好な受信品質を得ることができる可能性が非常に高く、その結果、誤り訂正復号後は良好な受信品質を得ることができる。
　同様に、送信信号においてあるシンボル（以降、シンボルＡと呼称する）があり、当該シンボルＡに周波数的に隣接したシンボルそれぞれのチャネル状態は、上述したとおり、シンボルＡのチャネル状態との相関が高い。
　したがって、周波数的に隣接した３シンボルで、異なる位相を用いていると、ＬＯＳ環境において、シンボルＡが劣悪な受信品質（ＳＮＲとしては高い受信品質を得ているものの、直接波の位相関係が劣悪な状況であるため受信品質が悪い状態）であっても、残りのシンボルＡに隣接する２シンボルでは、良好な受信品質を得ることができる可能性が非常に高く、その結果、誤り訂正復号後は良好な受信品質を得ることができる。
　また、＜条件＃Ｄ１－１＞と＜条件＃Ｄ１－２＞を組み合わせると、受信装置において、より、データの受信品質を向上させることができる可能性がある。したがって、以下の条件を導くことができる。
 
＜条件＃Ｄ１－３＞
　図６９のように、入れ替え後のベースバンド信号ｑ２に対し、規則的に位相を変更する送信方法において、ＯＦＤＭのようなマルチキャリア伝送方式を用いている場合、時間Ｘ・キャリアＹがデータ伝送用のシンボル（以下、データシンボルと呼称する）であり、時間軸方向で隣接するシンボル、即ち、時間Ｘ－１・キャリアＹおよび時間Ｘ＋１・キャリアＹがいずれもデータシンボルであり、かつ、周波数軸方向で隣接するシンボル、即ち、時間Ｘ・キャリアＹ－１および時間Ｘ・キャリアＹ＋１がいずれもデータシンボルである場合、これら５つのデータシンボルに対応する入れ替え後のベースバンド信号ｑ２、つまり、時間Ｘ・キャリアＹおよび時間Ｘ－１・キャリアＹおよび時間Ｘ＋１・キャリアＹおよび時間Ｘ・キャリアＹ－１および時間Ｘ・キャリアＹ＋１におけるそれぞれの入れ替え後のベースバンド信号ｑ２では、いずれも異なる位相変更が行われる。
 
　ここで、「異なる位相変更」について、補足を行う。位相変更は、０ラジアンから２πラジアンで定義されることになる。例えば、時間Ｘ・キャリアＹにおいて、図６９の入れ替え後のベースバンド信号ｑ２に対して施す位相変更をｅｊθX,Y、時間Ｘ－１・キャリアＹにおいて、図６９の入れ替え後のベースバンド信号ｑ２に対して施す位相変更をｅｊθX－１,Y、時間Ｘ＋１・キャリアＹにおいて、図６９の入れ替え後のベースバンド信号ｑ２に対して施す位相変更をｅｊθX＋１,Yとすると、０ラジアン≦θX,Y＜２π、０ラジアン≦θX－１,Y＜２π、０ラジアン≦θX＋１,Y＜２πとなる。したがって、＜条件＃Ｄ１－１＞では、θX,Y≠θX－１,YかつθX,Y≠θX＋１,YかつθX＋１,Y≠θX－１,Yが成立することになる。同様に考えると、＜条件＃Ｄ１－２＞では、θX,Y≠θX,Y－１かつθX,Y≠θX,Y＋１かつθX,Y－１≠θX－１,Y＋１が成立することになり、＜条件＃Ｄ１－３＞では、θX,Y≠θX－１,YかつθX,Y≠θX＋１,YかつθX,Y≠θX,Y－１かつθX,Y≠θX,Y＋１かつθX－１,Y≠θX＋１,YかつθX－１,Y≠θX,Y－１かつθX－１,Y≠θX,Y＋１かつθX＋１,Y≠θX,Y－１かつθX＋１,Y≠θX,Y＋１かつθX,Y－１≠θX,Y＋１が成立することになる。
　そして、＜条件＃Ｄ１－３＞を満たすデータシンボルが存在するとよい。
　図３１は＜条件＃Ｄ１－３＞の例であり、シンボルＡに該当するシンボル３１００に相当する図６９の入れ替え後のベースバンド信号ｑ２に乗じられている位相と、そのシンボル３１００に時間的に隣接するシンボル３１０１に相当する図６９の入れ替え後のベースバンド信号ｑ２、３１０３に相当する図６９の入れ替え後のベースバンド信号ｑ２に乗じられている位相と、周波数的に隣接するシンボル３１０２に相当する図６９の入れ替え後のベースバンド信号ｑ２、３１０４に相当する図６９の入れ替え後のベースバンド信号ｑ２に乗じられている位相が互いに異なるように配されており、これによって、受信側においてシンボル３１００の受信品質が劣悪であろうとも、その隣接するシンボルの受信品質は非常に高くなるため、誤り訂正復号後の高い受信品質を確保できる。
　この条件のもとで、位相を変更して得られるシンボルの配置例を図３２に示す。
　図３２を見ればわかるように、いずれのデータシンボルにおいても、その位相が周波数軸方向及び時間軸方向の双方において隣接しあうシンボルに対して変更された位相の度合いは互いに異なる位相変更量となっている。このようにすることで、受信装置における誤り訂正能力を更に向上させることができる。
　つまり、図３２では、時間軸方向で隣接するシンボルにデータシンボルが存在していた場合、＜条件＃Ｄ１－１＞がすべてのX、すべてのYで成立している。
　同様に、図３２では、周波数方向で隣接するシンボルにデータシンボルが存在していた場合、＜条件＃Ｄ１－２＞がすべてのX、すべてのYで成立している。
　同様に、図３２では、周波数方向で隣接するシンボルにデータシンボルが存在し、かつ、時間軸方向で隣接するシンボルにデータシンボルが存在していた場合、＜条件＃Ｄ１－３＞がすべてのX、すべてのYで成立している。
　次に、上述で説明した、２つの入れ替え後のベースバンド信号ｑ２に位相変更を行った場合（図６８参照）の例で説明する。
　入れ替え後のベースバンド信号ｑ１、および、入れ替え後のベースバンド信号ｑ２の両者に位相変更を与える場合、位相変更方法について、いくつかの方法がある。その点について、詳しく説明する。
　方法１として、入れ替え後のベースバンド信号ｑ２の位相変更は、前述のように、図３２のように位相変更を行うものとする。図３２において、入れ替え後のベースバンド信号ｑ２の位相変更は周期１０としている。しかし、前述で述べたように、＜条件＃Ｄ１－１＞＜条件＃Ｄ１－２＞＜条件＃Ｄ１－３＞を満たすようにするために、（サブ）キャリア１で、入れ替え後のベースバンド信号ｑ２に施す位相変更を時間とともに変更している。（図３２では、このような変更をほどこしているが、周期１０をとし、別の位相変更方法であってもよい）そして、入れ替え後のベースバンド信号ｑ１の位相変更は、図３３ように、入れ替え後のベースバンド信号ｑ２の位相変更は周期１０の１周期分の位相変更する値は一定とする。図３３では、（入れ替え後のベースバンド信号ｑ２の位相変更の）１周期分を含む時刻＄１において、入れ替え後のベースバンド信号ｑ１の位相変更の値は、ｅｊ０としており、次の（入れ替え後のベースバンド信号ｑ２の位相変更の）１周期分を含む時刻＄２において、入れ替え後のベースバンド信号ｑ１の位相変更の値は、ｅｊπ／９としており、・・・、としている。
　なお、図３３に示したシンボルには、例えば、「ｅｊ０」という記載を付しているが、これは、このシンボルにおける図２６における信号ｑ１に対し、「ｅｊ０」が乗じられて位相が変更されたことを意味する。
　入れ替え後のベースバンド信号ｑ１の位相変更は、図３３ように、プリコーディング後の入れ替え後のベースバンド信号ｑ２の位相変更は周期１０の１周期分の位相変更する値は一定とし、位相変更する値は、１周期分の番号とともに変更するようにする。（上述のように、図３３では、第１の１周期分では、ｅｊ０とし、第２の１周期分ではｅｊπ／９、・・・としている。）
　以上のようにすることで、入れ替え後のベースバンド信号ｑ２の位相変更は周期１０であるが、入れ替え後のベースバンド信号ｑ１の位相変更と入れ替え後のベースバンド信号ｑ２の位相変更の両者を考慮したときの周期は１０より大きくすることができるという効果を得ることができる。これにより、受信装置のデータの受信品質が向上する可能性がある。
　方法２として、入れ替え後のベースバンド信号ｑ２の位相変更は、前述のように、図３２のように位相変更を行うものとする。図３２において、入れ替え後のベースバンド信号ｑ２の位相変更は周期１０としている。しかし、前述で述べたように、＜条件＃Ｄ１－１＞＜条件＃Ｄ１－２＞＜条件＃Ｄ１－３＞を満たすようにするために、（サブ）キャリア１で、入れ替え後のベースバンド信号ｑ２に施す位相変更を時間とともに変更している。（図３２では、このような変更をほどこしているが、周期１０をとし、別の位相変更方法であってもよい）そして、入れ替え後のベースバンド信号ｑ１の位相変更は、図３０ように、入れ替え後のベースバンド信号ｑ２の位相変更は周期１０とは異なる周期３での位相変更を行う。
　なお、図３０に示したシンボルには、例えば、「ｅｊ０」という記載を付しているが、これは、このシンボルにおける入れ替え後のベースバンド信号ｑ１に対し、「ｅｊ０」が乗じられて位相が変更されたことを意味する。
　以上のようにすることで、入れ替え後のベースバンド信号ｑ２の位相変更は周期１０であるが、入れ替え後のベースバンド信号ｑ１の位相変更と入れ替え後のベースバンド信号ｑ２の位相変更の両者を考慮したときの周期は３０となり入れ替え後のベースバンド信号ｑ１の位相変更と入れ替え後のベースバンド信号ｑ２の位相変更の両者を考慮したときの周期を１０より大きくすることができるという効果を得ることができる。これにより、受信装置のデータの受信品質が向上する可能性がある。方法２の一つの有効な方法としては、入れ替え後のベースバンド信号ｑ１の位相変更の周期をNとし、入れ替え後のベースバンド信号ｑ２の位相変更の周期をMとしたとき、特に、NとMが互いに素の関係であると、入れ替え後のベースバンド信号ｑ１の位相変更と入れ替え後のベースバンド信号ｑ２の位相変更の両者を考慮したときの周期はN×Mと容易に大きな周期に設定することができるという利点があるが、NとMが互いに素の関係でも、周期を大きくすることは可能である。
　なお、上述の位相変更方法は一例であり、これに限ったものではなく、周波数軸方向で位相変更を行ったり、時間軸方向で位相変更を行ったり、時間－周波数のブロックで位相変更を行っても同様に、受信装置におけるデータの受信品質を向上させることができるという効果を持つことになる。
　上記で説明したフレーム構成以外にも、データシンボル間にパイロットシンボル（ＳＰ（Scattered Pilot））や制御情報を伝送するシンボルなどが挿入されることも考えられる。この場合の位相変更について詳しく説明する。
　図４７は、変調信号（入れ替え後のベースバンド信号ｑ１）ｚ１またはｚ１’および変調信号（入れ替え後のベースバンド信号ｑ２）ｚ２’の時間―周波数軸におけるフレーム構成を示しており、図４７(a)は、変調信号（入れ替え後のベースバンド信号ｑ１）ｚ１またはｚ１’ の時間―周波数軸におけるフレーム構成、図４７(b)は、変調信号（入れ替え後のベースバンド信号ｑ２）ｚ２’の時間―周波数軸におけるフレーム構成である。図４７において、４７０１はパイロットシンボル、４７０２はデータシンボルを示しており、データシンボル４７０２は、入れ替え後のベースバンド信号または入れ替え後のベースバンド信号と位相変更を施したシンボルとなる。
　図４７は、図６９のように、入れ替え後のベースバンド信号ｑ２に対し、位相変更を行う場合のシンボル配置を示している（入れ替え後のベースバンド信号ｑ１には位相変更を行わない）。（なお、図６９では時間軸方向で位相変更を行う場合を示しているが、図６９において、時間ｔをキャリアｆに置き換えて考えることで、周波数方向での位相変更を行うことに相当し、時間ｔを時間ｔ、周波数ｆ、つまり（ｔ）を（ｔ、ｆ）に置き換えて考えることで、時間周波数のブロックで位相変更を行うことに相当する。）したがって、図４７の入れ替え後のベースバンド信号ｑ２のシンボルに記載されている数値は、位相の変更値を示している。なお、図４７の入れ替え後のベースバンド信号ｑ１（ｚ１）のシンボルは、位相変更を行わないので、数値を記載していない。
　図４７において重要な点は、入れ替え後のベースバンド信号ｑ２に対する位相変更は、データシンボル、つまり、プリコーディングおよびベースバンド信号入れ替えを施したシンボルに対して施している点である。（ここで、シンボルと記載しているが、ここで記載しているシンボルには、プリコーディングが施されているため、ｓ１のシンボルとｓ２のシンボルの両者を含んでいることになる。）したがって、ｚ２’に挿入されたパイロットシンボルに対しては、位相変更を施さないことになる。
　図４８は、変調信号（入れ替え後のベースバンド信号ｑ１）ｚ１またはｚ１’および変調信号（入れ替え後のベースバンド信号ｑ２）ｚ２’の時間―周波数軸におけるフレーム構成を示しており、図４８(a)は、変調信号（入れ替え後のベースバンド信号ｑ１）ｚ１またはｚ１’ の時間―周波数軸におけるフレーム構成、図４８(b)は、変調信号（入れ替え後のベースバンド信号ｑ２）ｚ２’の時間―周波数軸におけるフレーム構成である。図４８において、４７０１はパイロットシンボル、４７０２はデータシンボルを示しており、データシンボル４７０２は、プリコーディングと位相変更を施したシンボルとなる。
　図４８は、入れ替え後のベースバンド信号ｑ１および入れ替え後のベースバンド信号ｑ２に対し、位相変更を行う場合のシンボル配置を示している。したがって、図４８の入れ替え後のベースバンド信号ｑ１および入れ替え後のベースバンド信号ｑ２のシンボルに記載されている数値は、位相の変更値を示している。
　図４８において重要な点は、入れ替え後のベースバンド信号ｑ１に対する位相変更は、データシンボル、つまり、プリコーディングおよびベースバンド信号の入れ替えを施したシンボルに対して施している、また、入れ替え後のベースバンド信号ｑ２に対する位相変更は、データシンボル、つまり、プリコーディングおよびベースバンド信号の入れ替えを施したシンボルに対して施している点である。（ここで、シンボルと記載しているが、ここで記載しているシンボルには、プリコーディングが施されているため、ｓ１のシンボルとｓ２のシンボルの両者を含んでいることになる。）したがって、ｚ１’に挿入されたパイロットシンボルに対しては、位相変更を施さず、また、ｚ２’に挿入されたパイロットシンボルに対しては、位相変更を施さないことになる。
　図４９は、変調信号（入れ替え後のベースバンド信号ｑ１）ｚ１またはｚ１’および変調信号（入れ替え後のベースバンド信号ｑ２）ｚ２’の時間―周波数軸におけるフレーム構成を示しており、図４９(a)は、変調信号（入れ替え後のベースバンド信号ｑ１）ｚ１またはｚ１’の時間―周波数軸におけるフレーム構成、図４９(b)は、変調信号（入れ替え後のベースバンド信号ｑ２）ｚ２’の時間―周波数軸におけるフレーム構成である。図４９において、４７０１はパイロットシンボル、４７０２はデータシンボル、４９０１はヌルシンボルであり、ベースバンド信号の同相成分I=0であり、直交成分Q=０となる。このとき、データシンボル４７０２は、プリコーディングまたはプリコーディングと位相変更を施したシンボルとなる。図４９と図４７の違いは、データシンボル以外のシンボルの構成方法であり、変調信号ｚ１’でパイロットシンボルが挿入されている時間とキャリアにおいて、変調信号ｚ２’はヌルシンボルとなっており、逆に、変調信号ｚ２’でパイロットシンボルが挿入されている時間とキャリアにおいて、変調信号ｚ１’はヌルシンボルとなっている点である。
　図４９は、図６９のように、入れ替え後のベースバンド信号ｑ２に対し、位相変更を行う場合のシンボル配置を示している（入れ替え後のベースバンド信号ｑ１には位相変更を行わない）。（なお、図６９では時間軸方向で位相変更を行う場合を示しているが、図６において、時間ｔをキャリアｆに置き換えて考えることで、周波数方向での位相変更を行うことに相当し、時間ｔを時間ｔ、周波数ｆ、つまり（ｔ）を（ｔ、ｆ）に置き換えて考えることで、時間周波数のブロックで位相変更を行うことに相当する。）したがって、図４９の入れ替え後のベースバンド信号ｑ２のシンボルに記載されている数値は、位相の変更値を示している。なお、図４９の入れ替え後のベースバンド信号ｑ１のシンボルは、位相変更を行わないので、数値を記載していない。
　図４９において重要な点は入れ替え後のベースバンド信号ｑ２に対する位相変更は、データシンボル、つまり、プリコーディングおよびベースバンド信号入れ替えを施したシンボルに対して施している点である。（ここで、シンボルと記載しているが、ここで記載しているシンボルには、プリコーディングが施されているため、ｓ１のシンボルとｓ２のシンボルの両者を含んでいることになる。）したがって、ｚ２’に挿入されたパイロットシンボルに対しては、位相変更を施さないことになる。
　図５０は、変調信号（入れ替え後のベースバンド信号ｑ１）ｚ１またはｚ１’および変調信号（入れ替え後のベースバンド信号ｑ２）ｚ２’の時間―周波数軸におけるフレーム構成を示しており、図５０(a)は、変調信号（入れ替え後のベースバンド信号ｑ１）ｚ１またはｚ１’の時間―周波数軸におけるフレーム構成、図５０(b)は、変調信号（入れ替え後のベースバンド信号ｑ２）ｚ２’の時間―周波数軸におけるフレーム構成である。図５０において、４７０１はパイロットシンボル、４７０２はデータシンボル、４９０１はヌルシンボルであり、ベースバンド信号の同相成分I=0であり、直交成分Q=０となる。このとき、データシンボル４７０２は、プリコーディングまたはプリコーディングと位相変更を施したシンボルとなる。図５０と図４８の違いは、データシンボル以外のシンボルの構成方法であり、変調信号ｚ１’でパイロットシンボルが挿入されている時間とキャリアにおいて、変調信号ｚ２’はヌルシンボルとなっており、逆に、変調信号ｚ２’でパイロットシンボルが挿入されている時間とキャリアにおいて、変調信号ｚ１’はヌルシンボルとなっている点である。
　図５０は、入れ替え後のベースバンド信号ｑ１および入れ替え後のベースバンド信号ｑ２に対し、位相変更を行う場合のシンボル配置を示している。したがって、図５０の入れ替え後のベースバンド信号ｑ１および入れ替え後のベースバンド信号ｑ２のシンボルに記載されている数値は、位相の変更値を示している。
　図５０において重要な点は、入れ替え後のベースバンド信号ｑ１に対する位相変更は、データシンボル、つまり、プリコーディングおよびベースバンド信号入れ替えを施したシンボルに対して施している、また、入れ替え後のベースバンド信号ｑ２に対する位相変更は、データシンボル、つまり、プリコーディングおよびベースバンド信号入れ替えを施したシンボルに対して施している点である。（ここで、シンボルと記載しているが、ここで記載しているシンボルには、プリコーディングが施されているため、ｓ１のシンボルとｓ２のシンボルの両者を含んでいることになる。）したがって、ｚ１’に挿入されたパイロットシンボルに対しては、位相変更を施さず、また、ｚ２’に挿入されたパイロットシンボルに対しては、位相変更を施さないことになる。
　図５１は、図４７、図４９のフレーム構成の変調信号を生成し、送信する送信装置の構成の一例を示しており、図４と同様に動作するものについては、同一符号を付している。なお、図５１では、図６７や図７０で示したベースバンド信号入れ替え部を図示していないが、図５１に対し、図６７や図７０と同様、重み付け合成部と位相変更部の間にベースバンド信号入れ替え部を挿入すればよい。
　図５１において、重み付け合成部３０８Ａ、３０８Ｂ、および、位相変更部３１７Ｂ、および、ベースバンド信号入れ替え部は、フレーム構成信号３１３がデータシンボルであるタイミングを示しているときのみ動作することになる。
　図５１のパイロットシンボル（ヌルシンボル生成を兼ねるものとする）生成部５１０１は、フレーム構成信号３１３がパイロットシンボル（かつヌルシンボル）であることをしめしていた場合、パイロットシンボルのベースバンド信号５１０２Ａ、および５１０２Ｂを出力する。
　図４７から図５０のフレーム構成では示していなかったが、プリコーディング（および、位相回転を施さない）を施さない、例えば、１アンテナから変調信号を送信する方式、（この場合、もう一方のアンテナからは信号を伝送しないことになる）、または、時空間符号（特に、時空間ブロック符号）を用いた伝送方式を用いて制御情報シンボルを送信する場合、制御情報シンボル５１０４は、制御情報５１０３、フレーム構成信号３１３を入力とし、フレーム構成信号３１３が制御情報シンボルであることを示している場合、制御情報シンボルのベースバンド信号５１０２Ａ、５１０２Ｂを出力する。
　図５１の無線部３１０Ａ、３１０Ｂは、入力となる複数のベースバンド信号のうち、フレーム構成信号３１３に基づき、複数のベースバンド信号から、所望のベースバンド信号を選択する。そして、OFDM関連の信号処理を施し、フレーム構成にしたがった変調信号３１１Ａ、３１１Ｂをそれぞれ出力する。
　図５２は、図４８、図５０のフレーム構成の変調信号を生成し、送信する送信装置の構成の一例を示しており、図４、図５１と同様に動作するものについては、同一符号を付している。図５１に対して追加した位相変更部３１７Ａは、フレーム構成信号３１３がデータシンボルであるタイミングを示しているときのみ動作することになる。その他については、図５１と同様の動作となる。なお、図５２では、図６７や図７０で示したベースバンド信号入れ替え部を図示していないが、図５２に対し、図６７や図７０と同様、重み付け合成部と位相変更部の間にベースバンド信号入れ替え部を挿入すればよい。
　図５３は、図５１とは異なる送信装置の構成方法である。なお、図５３では、図６７や図７０で示したベースバンド信号入れ替え部を図示していないが、図５３に対し、図６７や図７０と同様、重み付け合成部と位相変更部の間にベースバンド信号入れ替え部を挿入すればよい。以降では異なる点について説明する。位相変更部３１７Ｂは、図５３のように、複数のベースバンド信号を入力とする。そして、フレーム構成信号３１３が、データシンボルであることを示していた場合、位相変更部３１７Ｂは、プリコーディング後のベースバンド信号３１６Bに対し、位相変更を施す。そして、フレーム構成信号３１３が、パイロットシンボル（またはヌルシンボル）、または、制御情報シンボルであることを示していた場合、位相変更部３１７Ｂは、位相変更の動作を停止し、各シンボルのベースバンド信号をそのまま出力する。（解釈としては、「ｅｊ０」に相当する位相回転を強制的に行っていると考えればよい。）
　選択部５３０１は、複数のベースバンド信号を入力とし、フレーム構成信号３１３が示したシンボルのベースバンド信号を選択し、出力する。
　図５４は、図５２とは異なる送信装置の構成方法である。なお、図５４では、図６７や図７０で示したベースバンド信号入れ替え部を図示していないが、図５４に対し、図６７や図７０と同様、重み付け合成部と位相変更部の間にベースバンド信号入れ替え部を挿入すればよい。以降では異なる点について説明する。位相変更部３１７Ｂは、図５４のように、複数のベースバンド信号を入力とする。そして、フレーム構成信号３１３が、データシンボルであることを示していた場合、位相変更部３１７Ｂは、プリコーディング後のベースバンド信号３１６Bに対し、位相変更を施す。そして、フレーム構成信号３１３が、パイロットシンボル（またはヌルシンボル）、または、制御情報シンボルであることを示していた場合、位相変更部３１７Ｂは、位相変更の動作を停止し、各シンボルのベースバンド信号をそのまま出力する。（解釈としては、「ｅｊ０」に相当する位相回転を強制的に行っていると考えればよい。）
　同様に、位相変更部５２０１は、図５４のように、複数のベースバンド信号を入力とする。そして、フレーム構成信号３１３が、データシンボルであることを示していた場合、位相変更部５２０１は、プリコーディング後のベースバンド信号３０９Ａに対し、位相変更を施す。そして、フレーム構成信号３１３が、パイロットシンボル（またはヌルシンボル）、または、制御情報シンボルであることを示していた場合、位相変更部５２０１は、位相変更の動作を停止し、各シンボルのベースバンド信号をそのまま出力する。（解釈としては、「ｅｊ０」に相当する位相回転を強制的に行っていると考えればよい。）
　上述の説明では、パイロットシンボルと制御シンボルとデータシンボルを例に説明したが、これに限ったものではなく、プリコーディングとは異なる伝送方法、例えば、１アンテナ送信、時空間ブロック符号を用いた伝送方式、等を用いて伝送するシンボルであれば、同様に、位相変更を与えない、ということが重要となり、これとは逆に、プリコーディングおよびベースバンド信号入れ替えを行ったシンボルに対しては、位相変更を行うことが本発明では重要なこととなる。
　したがって、時間－周波数軸におけるフレーム構成におけるすべてのシンボルで位相変更が行われるわけではなく、プリコーディングおよびベースバンド信号入れ替えを行った信号のみに位相変更を与える点が、本発明の特徴となる。
　次に、非特許文献１２～非特許文献１５に示されているように、ＱＣ（Quasi Cyclic）　ＬＤＰＣ（Low-Density Prity-Check）符号（ＱＣ－ＬＤＰＣ符号でない、ＬＤＰＣ符号であってもよい）、ＬＤＰＣ符号とＢＣＨ符号（Bose-Chaudhuri-Hocquenghem code）の連接符号、テイルバイティングを用いたターボ符号またはDuo-Binary Turbo Code等のブロック符号を用いたときの規則的に位相を変更する方法について詳しく説明する。ここでは、一例として、ｓ１、ｓ２の２つのストリームを送信する場合を例に説明する。ただし、ブロック符号を用いて符号化を行った際、制御情報等が必要でないとき、符号化後のブロックを構成するビット数は、ブロック符号を構成するビット数（ただし、この中に、以下で記載するような制御情報等が含まれていてもよい。）と一致する。ブロック符号を用いて符号化を行った際、制御情報等（例えば、ＣＲＣ（cyclic redundancy check）、伝送パラメータ等）が必要であるとき、符号化後のブロックを構成するビット数は、ブロック符号を構成するビット数と制御情報等のビット数の和であることもある。
　図３４は、ブロック符号を用いたとき、１つの符号化後のブロックに必要なシンボル数、スロット数の変化を示した図である。図３４は、例えば、図６９、図７０の送信装置に対し、図４のような符号器と分配部を適用し、ｓ１、ｓ２の２つのストリームを送信し、かつ、送信装置が、１つの符号化器を有している場合の「ブロック符号を用いたとき、１つの符号化後のブロックに必要なシンボル数、スロット数の変化を示した図」である。（このとき、伝送方式としては、シングルキャリア伝送、ＯＦＤＭのようなマルチキャリア伝送、いずれを用いてもよい。）
　図３４に示すように、ブロック符号における１つの符号化後のブロックを構成するビット数を６０００ビットであるとする。この６０００ビットを送信するためには、変調方式がＱＰＳＫのとき３０００シンボル、１６ＱＡＭのとき１５００シンボル、６４ＱＡＭのとき１０００シンボルが必要となる。
　そして、上述の送信装置では、２つのストリームを同時に送信することになるため、変調方式がＱＰＳＫのとき、前述の３０００シンボルは、ｓ１に１５００シンボル、ｓ２に１５００シンボル割り当てられることになるため、ｓ１で送信する１５００シンボルとｓ２で送信する１５００シンボルを送信するために１５００スロット（ここでは「スロット」と名付ける。）が必要となる。
　同様に考えると、変調方式が１６ＱＡＭのとき、１つの符号化後のブロックを構成するすべてのビットを送信するために７５０スロットが必要となり、変調方式が６４ＱＡＭのとき、１ブロックを構成するすべてのビットを送信するために５００スロットが必要となる。
　次に、規則的に位相を変更する方法において、上述で定義したスロットと乗じる位相との関係について説明する。
　ここでは、規則的に位相を変更する方法のために用意する位相変更値（または、位相変更セット）の数を５とする。つまり、上述の送信装置の位相変更部のために、５つの位相変更値（または、位相変更セット）を用意するものとする。（図６９のように、入れ替え後のベースバンド信号ｑ２のみに位相変更を行う場合、周期５の位相変更を行うためには、５つの位相変更値を用意すればよい。また、入れ替え後のベースバンド信号ｑ１および入れ替え後のベースバンド信号ｑ２の両者に対し位相変更を行う場合、１スロットのために、２つの位相変更値が必要となる。この２つの位相変更値を位相変更セットとよぶ。したがって、この場合、周期５の位相変更を行うためには、５つの位相変更セットを用意すればよい）この５つの位相変更値（または、位相変更セット）をPHASE[0], PHASE[1], PHASE[2],PHASE[3], PHASE[4]とあらわすものとする。
　変調方式がＱＰＳＫのとき、１つの符号化後のブロックを構成するビット数６０００ビットを送信するための上記で述べた１５００スロットにおいて、位相PHASE[0]を使用するスロットが３００スロット、位相PHASE[1]を使用するスロットが３００スロット、位相PHASE[2]を使用するスロットが３００スロット、位相PHASE[3]を使用するスロットが３００スロット、位相PHASE[4]を使用するスロットが３００スロットである必要がある。これは、使用する位相にかたよりがあると、多くの数を使用した位相の影響が大きく、受信装置において、この影響に依存したデータの受信品質となるからである。
　同様に、変調方式が１６ＱＡＭのとき、１つの符号化後のブロックを構成するビット数６０００ビットを送信するための上記で述べた７５０スロットにおいて、位相PHASE[0]を使用するスロットが１５０スロット、位相PHASE[1]を使用するスロットが１５０スロット、位相PHASE[2]を使用するスロットが１５０スロット、位相PHASE[3]を使用するスロットが１５０スロット、位相PHASE[4]を使用するスロットが１５０スロットである必要がある。
　同様に、変調方式が６４ＱＡＭのとき、１つの符号化後のブロックを構成するビット数６０００ビットを送信するための上記で述べた５００スロットにおいて、位相PHASE[0]を使用するスロットが１００スロット、位相PHASE[1]を使用するスロットが１００スロット、位相PHASE[2]を使用するスロットが１００スロット、位相PHASE[3]を使用するスロットが１００スロット、位相PHASE[4]を使用するスロットが１００スロットである必要がある。
　以上のように、規則的に位相を変更する方法において、用意する位相変更値（または、位相変更セット）をＮ個（Ｎ個の異なる位相をPHASE[0], PHASE[1], PHASE[2],・・・, PHASE[N-2] , PHASE[N-1]とあらわすものとする）としたとき、１つの符号化後のブロックを構成するビットをすべて送信する際に、位相PHASE[0]を使用するスロット数をＫ０, 位相PHASE[1]を使用するスロット数をＫ１、位相PHASE[i]を使用するスロット数をＫi（i=0,1,2,・・・,N-1(iは０以上N-1以下の整数)）、 位相PHASE[N-1] を使用するスロット数をＫN-1としたとき、
 
＜条件＃Ｄ１－４＞
Ｋ０＝Ｋ１＝・・・＝Ｋi＝・・・＝ＫN-1、つまり、Ｋa＝Ｋb、（for∀a、∀b、ただし、a, b=0,1,2,・・・,N-1(aは０以上N-1以下の整数、ｂは０以上N-1以下の整数)、a≠b）
 
であるとよい。
　そして、通信システムが、複数の変調方式をサポートしており、サポートしている変調方式から選択して使用する場合、サポートしている変調方式において、＜条件＃Ｄ１－４＞が成立するとよいことになる。
　しかし、複数の変調方式をサポートしている場合、各変調方式により１シンボルで送信することができるビット数が異なるのが一般的であり（場合によっては、同一となることもあり得る。）、場合によっては、＜条件＃Ｄ１－４＞を満たすことができない変調方式が存在することもある。この場合、＜条件＃Ｄ１－４＞にかわり、以下の条件を満たすとよい。
 
＜条件＃Ｄ１－５＞
ＫaとＫbの差は０または１、つまり、｜Ｋa―Ｋb｜は０または１
（for∀a、∀b、ただし、a, b=0,1,2,・・・,N-1(aは０以上N-1以下の整数、ｂは０以上N-1以下の整数)、a≠b）
 
　図３５は、ブロック符号を用いたとき、２つの符号化後のブロックに必要なシンボル数、スロット数の変化を示した図である。図３５は、図６７の送信装置および図７０の送信装置に示したように、ｓ１、ｓ２の２つのストリームを送信し、かつ、送信装置が、２つの符号化器を有している場合の「ブロック符号を用いたとき、１つの符号化後のブロックに必要なシンボル数、スロット数の変化を示した図」である。（このとき、伝送方式としては、シングルキャリア伝送、ＯＦＤＭのようなマルチキャリア伝送、いずれを用いてもよい。）
　図３５に示すように、ブロック符号における１つの符号化後のブロックを構成するビット数を６０００ビットであるとする。この６０００ビットを送信するためには、変調方式がＱＰＳＫのとき３０００シンボル、１６ＱＡＭのとき１５００シンボル、６４ＱＡＭのとき１０００シンボルが必要となる。
　そして、図６７の送信装置および図７０の送信装置では、２つのストリームを同時に送信することになり、また、２つの符号化器が存在するため、２つのストリームでは、異なる符号ブロックを伝送することになる。したがって、変調方式がＱＰＳＫのとき、ｓ１、ｓ２により、２つの符号化ブロックが同一区間内で送信されることから、例えば、ｓ１により第１の符号化後のブロックが送信され、ｓ２により、第２の符号化ブロックが送信されることになるので、第１、第２の符号化後のブロックを送信するために３０００スロットが必要となる。
　同様に考えると、変調方式が１６ＱＡＭのとき、２つの符号化後のブロックを構成するすべてのビットを送信するために１５００スロットが必要となり、変調方式が６４ＱＡＭのとき、２つの符号化ブロックを構成するすべてのビットを送信するために１０００スロットが必要となる。
　次に、規則的に位相を変更する方法において、上述で定義したスロットと乗じる位相との関係について説明する。
　ここでは、規則的に位相を変更する方法のために用意する位相変更値（または、位相変更セット）の数を５とする。つまり、図６７の送信装置および図７０の送信装置の位相変更部のために、５つの位相変更値（または、位相変更セット）を用意するものとする。（図６９のように、入れ替え後のベースバンド信号ｑ２のみに位相変更を行う場合、周期５の位相変更を行うためには、５つの位相変更値を用意すればよい。また、入れ替え後のベースバンド信号ｑ１および入れ替え後のベースバンド信号ｑ２の両者に対し位相変更を行う場合、１スロットのために、２つの位相変更値が必要となる。この２つの位相変更値を位相変更セットとよぶ。したがって、この場合、周期５の位相変更を行うためには、５つの位相変更セットを用意すればよい）この５つの位相変更値（または、位相変更セット）をPHASE[0], PHASE[1], PHASE[2],PHASE[3], PHASE[4]とあらわすものとする。
　変調方式がＱＰＳＫのとき、２つの符号化後のブロックを構成するビット数６０００×２ビットを送信するための上記で述べた３０００スロットにおいて、位相PHASE[0]を使用するスロットが６００スロット、位相PHASE[1]を使用するスロットが６００スロット、位相PHASE[2]を使用するスロットが６００スロット、位相PHASE[3]を使用するスロットが６００スロット、位相PHASE[4]を使用するスロットが６００スロットである必要がある。これは、使用する位相にかたよりがあると、多くの数を使用した位相の影響が大きく、受信装置において、この影響に依存したデータの受信品質となるからである。
　また、第１の符号化ブロックを送信するために、位相PHASE[0]を使用するスロットが６００回、位相PHASE[1]を使用するスロットが６００回、位相PHASE[2]を使用するスロットが６００回、位相PHASE[3]を使用するスロットが６００回、位相PHASE[4]を使用するスロットが６００回である必要があり、また、第２の符号化ブロックを送信するために、位相PHASE[0]を使用するスロットが６００回、位相PHASE[1]を使用するスロットが６００回、位相PHASE[2]を使用するスロットが６００回、位相PHASE[3]を使用するスロットが６００回、位相PHASE[4]を使用するスロットが６００回であるとよい。
　同様に、変調方式が１６ＱＡＭのとき、２つの符号化後のブロックを構成するビット数６０００×２ビットを送信するための上記で述べた１５００スロットにおいて、位相PHASE[0]を使用するスロットが３００スロット、位相PHASE[1]を使用するスロットが３００スロット、位相PHASE[2]を使用するスロットが３００スロット、位相PHASE[3]を使用するスロットが３００スロット、位相PHASE[4]を使用するスロットが３００スロットである必要がある。
　また、第１の符号化ブロックを送信するために、位相PHASE[0]を使用するスロットが３００回、位相PHASE[1]を使用するスロットが３００回、位相PHASE[2]を使用するスロットが３００回、位相PHASE[3]を使用するスロットが３００回、位相PHASE[4]を使用するスロットが３００回である必要があり、また、第２の符号化ブロックを送信するために、位相PHASE[0]を使用するスロットが３００回、位相PHASE[1]を使用するスロットが３００回、位相PHASE[2]を使用するスロットが３００回、位相PHASE[3]を使用するスロットが３００回、位相PHASE[4]を使用するスロットが３００回であるとよい。
　同様に、変調方式が６４ＱＡＭのとき、２つの符号化後のブロックを構成するビット数６０００×２ビットを送信するための上記で述べた１０００スロットにおいて、位相PHASE[0]を使用するスロットが２００スロット、位相PHASE[1]を使用するスロットが２００スロット、位相PHASE[2]を使用するスロットが２００スロット、位相PHASE[3]を使用するスロットが２００スロット、位相PHASE[4]を使用するスロットが２００スロットである必要がある。
　また、第１の符号化ブロックを送信するために、位相PHASE[0]を使用するスロットが２００回、位相PHASE[1]を使用するスロットが２００回、位相PHASE[2]を使用するスロットが２００回、位相PHASE[3]を使用するスロットが２００回、位相PHASE[4]を使用するスロットが２００回である必要があり、また、第２の符号化ブロックを送信するために、位相PHASE[0]を使用するスロットが２００回、位相PHASE[1]を使用するスロットが２００回、位相PHASE[2]を使用するスロットが２００回、位相PHASE[3]を使用するスロットが２００回、位相PHASE[4]を使用するスロットが２００回であるとよい。
　以上のように、規則的に位相を変更する方法において、用意する位相変更値（または、位相変更セット）をＮ個（Ｎ個の異なる位相をPHASE[0], PHASE[1], PHASE[2],・・・, PHASE[N-2] , PHASE[N-1]とあらわすものとする）としたとき、２つの符号化後のブロックを構成するビットをすべて送信する際に、位相PHASE[0]を使用するスロット数をＫ０, 位相PHASE[1]を使用するスロット数をＫ１、位相PHASE[i]を使用するスロット数をＫi（i=0,1,2,・・・,N-1(iは０以上N-1以下の整数)）、 位相PHASE[N-1] を使用するスロット数をＫN-1としたとき、
 
＜条件＃Ｄ１－６＞
Ｋ０＝Ｋ１＝・・・＝Ｋi＝・・・＝ＫN-1、つまり、Ｋa＝Ｋb、（for∀a、∀b、ただし、a, b=0,1,2,・・・,N-1(aは０以上N-1以下の整数、ｂは０以上N-1以下の整数)、a≠b）
 
であり、第１の符号化後のブロックを構成するビットをすべて送信する際に、位相PHASE[0]を使用する回数をＫ０，１, 位相PHASE[1]を使用する回数をＫ１，１、位相PHASE[i]を使用する回数をＫi，１（i=0,1,2,・・・,N-1(iは０以上N-1以下の整数)）、 位相PHASE[N-1] を使用する回数をＫN-1，１としたとき、
 
＜条件＃Ｄ１－７＞
Ｋ０，１＝Ｋ１，１＝・・・＝Ｋi，１＝・・・＝ＫN-1，１、つまり、Ｋa，１＝Ｋb，１、（for∀a、∀b、ただし、a, b=0,1,2,・・・,N-1(aは０以上N-1以下の整数、ｂは０以上N-1以下の整数)、a≠b）
 
であり、第２の符号化後のブロックを構成するビットをすべて送信する際に、位相PHASE[0]を使用する回数をＫ０，２, 位相PHASE[1]を使用する回数をＫ１，２、位相PHASE[i]を使用する回数をＫi，２（i=0,1,2,・・・,N-1(iは０以上N-1以下の整数)）、 位相PHASE[N-1] を使用する回数をＫN-1，２としたとき、
 
＜条件＃Ｄ１－８＞
Ｋ０，２＝Ｋ１，２＝・・・＝Ｋi，２＝・・・＝ＫN-1，２、つまり、Ｋa，２＝Ｋb，２、（for∀a、∀b、ただし、a, b=0,1,2,・・・,N-1(aは０以上N-1以下の整数、ｂは０以上N-1以下の整数)、a≠b）
 
であるとよい。
　そして、通信システムが、複数の変調方式をサポートしており、サポートしている変調方式から選択して使用する場合、サポートしている変調方式において、＜条件＃Ｄ１－６＞＜条件＃Ｄ１－７＞＜条件＃Ｄ１－８＞が成立するとよいことになる。
　しかし、複数の変調方式をサポートしている場合、各変調方式により１シンボルで送信することができるビット数が異なるのが一般的であり（場合によっては、同一となることもあり得る。）、場合によっては、＜条件＃Ｄ１－６＞＜条件＃Ｄ１－７＞＜条件＃Ｄ１－８＞を満たすことができない変調方式が存在することもある。この場合、＜条件＃Ｄ１－６＞＜条件＃Ｄ１－７＞＜条件＃Ｄ１－８＞にかわり、以下の条件を満たすとよい。
 
＜条件＃Ｄ１－９＞
ＫaとＫbの差は０または１、つまり、｜Ｋa―Ｋb｜は０または１
（for∀a、∀b、ただし、a, b=0,1,2,・・・,N-1(aは０以上N-1以下の整数、ｂは０以上N-1以下の整数)、a≠b）
 
＜条件＃Ｄ１－１０＞
Ｋa，１とＫb，１の差は０または１、つまり、｜Ｋa，１―Ｋb，１｜は０または１
（for∀a、∀b、ただし、a, b=0,1,2,・・・,N-1(aは０以上N-1以下の整数、ｂは０以上N-1以下の整数)、a≠b）
 
＜条件＃Ｄ１－１１＞
Ｋa，２とＫb，２の差は０または１、つまり、｜Ｋa，２―Ｋb，２｜は０または１
（for∀a、∀b、ただし、a, b=0,1,2,・・・,N-1(aは０以上N-1以下の整数、ｂは０以上N-1以下の整数)、a≠b）
 
　以上のように、符号化後のブロックと乗じる位相の関係付けを行うことで、符号化ブロックを伝送するために使用する位相にかたよりがなくなるため、受信装置において、データの受信品質が向上するという効果を得ることができる。
　上述では、規則的に位相を変更する方法において、周期Nの位相変更方法のためには、N個の位相変更値（または、位相変更セット）が必要となる。このとき、N個の位相変更値（または、位相変更セット）として、PHASE[0]、PHASE[1]、PHASE[2]、・・・、PHASE[N-2]、PHASE[N-1]を用意することになるが、周波数軸方向にPHASE[0]、PHASE[1]、PHASE[2]、・・・、PHASE[N-2]、PHASE[N-1]の順に並べる方法もあるが、必ずしもこれに限ったものではなく、N個の位相変更値（または、位相変更セット）PHASE[0]、PHASE[1]、PHASE[2]、・・・、PHASE[N-2]、PHASE[N-1]を時間軸、周波数―時間軸のブロックに対し、シンボルを配置することで、位相を変更することもできる。なお、周期Nの位相変更方法として説明しているが、N個の位相変更値（または、位相変更セット）をランダムに用いるようにしても同様の効果を得ることができる、つまり、必ずしも、規則的な周期を持つようにN個の位相変更値（または、位相変更セット）を用いる必要はないが、上記で説明した条件を満たすことは、受信装置において、高いデータの受信品質を得る上では、重要となる。
　また、空間多重ＭＩＭＯ伝送方式、プリコーディング行列が固定のＭＩＭＯ伝送方式、時空間ブロック符号化方式、１ストリームのみ送信、規則的に位相を変更する方法のモードが存在し、送信装置（放送局、基地局）は、これらのモードから、いずれかの送信方法を選択することができるようにしてもよい。
　なお、空間多重ＭＩＭＯ伝送方式とは、非特許文献３に示されているように、選択した変調方式でマッピングした信号ｓ１、ｓ２をそれぞれ異なるアンテナから送信する方法であり、プリコーディング行列が固定のＭＩＭＯ伝送方式とは、プリコーディングのみを行う（位相変更を行わない）方式である。また、時空間ブロック符号化方式とは、非特許文献９、１６、１７に示されている伝送方式である。１ストリームのみ送信とは、選択した変調方式でマッピングした信号ｓ１の信号を所定の処理を行いアンテナから送信する方法である。
　また、ＯＦＤＭのようなマルチキャリアの伝送方式を用いており、複数のキャリアで構成された第１キャリア群、複数のキャリアで構成された第１キャリア群とは異なる第２キャリア群、・・・というように複数のキャリア群でマルチキャリア伝送を実現しており、キャリア群ごとに、空間多重ＭＩＭＯ伝送方式、プリコーディング行列が固定のＭＩＭＯ伝送方式、時空間ブロック符号化方式、１ストリームのみ送信、規則的に位相を変更する方法のいずれかに設定してもよく、特に、規則的に位相を変更する方法を選択した（サブ）キャリア群では、上述を実施するとよい。
　なお、本実施の説明した、プリコーディング、ベースバンド信号の入れ替え、位相変更を施す、送信装置と、本明細書で説明した内容は、組み合わせて使用することができ、特に、本実施の形態で説明した位相変更部に対し、本明細書で説明した全ての位相変更に関する内容を組み合わせて使用することは可能である。
 
（実施の形態Ｄ２）
　本実施の形態では、図４の送信装置の場合、図４の送信装置に対しＯＦＤＭ方式のようなマルチキャリア方式に対応した場合、図６７、図７０の送信装置に対し図４のように、一つの符号化器と分配部を適用した場合において、本明細書の中で説明した規則的に位相変更を行った場合の位相変更のイニシャライズ方法について説明する。
　非特許文献１２～非特許文献１５に示されているように、ＱＣ（Quasi Cyclic）　ＬＤＰＣ（Low-Density Prity-Check）符号（ＱＣ－ＬＤＰＣ符号でない、ＬＤＰＣ符号であってもよい）、ＬＤＰＣ符号とＢＣＨ符号（Bose-Chaudhuri-Hocquenghem code）の連接符号、テイルバイティングを用いたターボ符号またはDuo-Binary Turbo Code等のブロック符号を用いたときの規則的に位相を変更する場合を考える。
　ここでは、一例として、ｓ１、ｓ２の２つのストリームを送信する場合を例に説明する。ただし、ブロック符号を用いて符号化を行った際、制御情報等が必要でないとき、符号化後のブロックを構成するビット数は、ブロック符号を構成するビット数（ただし、この中に、以下で記載するような制御情報等が含まれていてもよい。）と一致する。ブロック符号を用いて符号化を行った際、制御情報等（例えば、ＣＲＣ（cyclic redundancy check）、伝送パラメータ等）が必要であるとき、符号化後のブロックを構成するビット数は、ブロック符号を構成するビット数と制御情報等のビット数の和であることもある。
　図３４は、ブロック符号を用いたとき、１つの符号化後のブロックに必要なシンボル数、スロット数の変化を示した図である。図３４は、例えば、上述の送信装置に対し、ｓ１、ｓ２の２つのストリームを送信し、かつ、送信装置が、１つの符号化器を有している場合の「ブロック符号を用いたとき、１つの符号化後のブロックに必要なシンボル数、スロット数の変化を示した図」である。（このとき、伝送方式としては、シングルキャリア伝送、ＯＦＤＭのようなマルチキャリア伝送、いずれを用いてもよい。）
　図３４に示すように、ブロック符号における１つの符号化後のブロックを構成するビット数を６０００ビットであるとする。この６０００ビットを送信するためには、変調方式がＱＰＳＫのとき３０００シンボル、１６ＱＡＭのとき１５００シンボル、６４ＱＡＭのとき１０００シンボルが必要となる。
　そして、上述の送信装置では、２つのストリームを同時に送信することになるため、変調方式がＱＰＳＫのとき、前述の３０００シンボルは、ｓ１に１５００シンボル、ｓ２に１５００シンボル割り当てられることになるため、ｓ１で送信する１５００シンボルとｓ２で送信する１５００シンボルを送信するために１５００スロット（ここでは「スロット」と名付ける。）が必要となる。
　同様に考えると、変調方式が１６ＱＡＭのとき、１つの符号化後のブロックを構成するすべてのビットを送信するために７５０スロットが必要となり、変調方式が６４ＱＡＭのとき、１ブロックを構成するすべてのビットを送信するために５００スロットが必要となる。
　次に、図７１のようなフレーム構成で、送信装置が、変調信号を送信する場合を考える。図７１（ａ）は、変調信号ｚ１’またはｚ１（アンテナ３１２Ａで送信）の時間および周波数軸におけるフレーム構成を示している。また、図７１（ｂ）は、変調信号ｚ２（アンテナ３１２Ｂで送信）の時間および周波数軸におけるフレーム構成を示している。このとき、変調信号ｚ１’またはｚ１が用いている周波数（帯）と変調信号ｚ２が用いている周波数（帯）は同一であるものとし、同一時刻に変調信号ｚ１’またはｚ１、と、変調信号ｚ２が存在することになる。
　図７１（ａ）に示すように、送信装置は区間Ａではプリアンブル（制御シンボル）を送信しており、通信相手に制御情報を伝送するためのシンボルであり、特に、ここでは、第１、第２符号化ブロックを伝送するための変調方式の情報が含まれているものとする。送信装置は、区間Ｂで、第１符号化ブロックを送信することになる。送信装置は区間Ｃで、第２符号化ブロックを送信することになる。
　送信装置は区間Ｄではプリアンブル（制御シンボル）を送信しており、通信相手に制御情報を伝送するためのシンボルであり、特に、ここでは、第３、第４、・・・、符号化ブロックを伝送するための変調方式の情報が含まれているものとする。送信装置は、区間Ｅで、第３符号化ブロックを送信することになる。送信装置は区間Ｆで、第４符号化ブロックを送信することになる。
　図７１（ｂ）に示すように、送信装置は区間Ａではプリアンブル（制御シンボル）を送信しており、通信相手に制御情報を伝送するためのシンボルであり、特に、ここでは、第１、第２符号化ブロックを伝送するための変調方式の情報が含まれているものとする。送信装置は、区間Ｂで、第１符号化ブロックを送信することになる。送信装置は区間Ｃで、第２符号化ブロックを送信することになる。
　送信装置は区間Ｄではプリアンブル（制御シンボル）を送信しており、通信相手に制御情報を伝送するためのシンボルであり、特に、ここでは、第３、第４、・・・、符号化ブロックを伝送するための変調方式の情報が含まれているものとする。送信装置は、区間Ｅで、第３符号化ブロックを送信することになる。送信装置は区間Ｆで、第４符号化ブロックを送信することになる。
　図７２は、図３４のように符号化ブロックを伝送する場合において、特に、第１符号化ブロックでは、変調方式として１６ＱＡＭを用いた場合に使用するスロット数を示しており、第１符号化ブロックを伝送するためには、７５０スロットが必要となる。
　同様に、第２符号化ブロックでは、変調方式としてＱＰＳＫを用いた場合に使用するスロット数を示しており、第２符号化ブロックを伝送するためには、１５００スロットが必要となる。
　図７３は、図３４のように符号化ブロックを伝送する場合において、特に、第３符号化ブロックでは、変調方式としてＱＰＳＫを用いた場合に使用するスロット数を示しており、第３符号化ブロックを伝送するためには、１５００スロットが必要となる。
　そして、本明細書で説明したように、変調信号ｚ１、つまり、アンテナ３１２Ａで送信する変調信号に対しては、位相変更を行わず、変調信号ｚ２、つまり、アンテナ３１２Ｂで送信する変調信号に対しては、位相変更を行う場合を考える。このとき、図７２、図７３では、位相変更を行う方法について示している。
　まず、前提として、位相変更するために、異なる位相変更値を７つ用意し、７つの位相変更値を＃０、＃１、＃２、＃３、＃４、＃５、＃６と名付ける。また、位相変更は規則的、且つ周期的に用いるものとする。つまり、位相変更値は、＃０、＃１、＃２、＃３、＃４、＃５、＃６、＃０、＃１、＃２、＃３、＃４、＃５、＃６、＃０、＃１、＃２、＃３、＃４、＃５、＃６、・・・というように規則的にかつ、周期的に変更を行うものとする。
　図７２に示すように、まず、第１ブロック符号化ブロックでは、７５０スロット存在するので、位相変更値を＃０から使用を開始すると、＃０、＃１、＃２、＃３、＃４、＃５、＃６、＃０、＃１、＃２、・・・、＃４、＃５、＃６、＃０となり、７５０番目のスロットは＃０を用いて終了することになる。
次に、第２符号化ブロックの各スロットに対し、位相変更を適用することになる。本明細書では、マルチキャスト通信、放送に適用する場合を想定しているので、ある受信端末は、第１符号化ブロックを必要とせず、第２符号化ブロックのみ抽出する場合が考えられる。この場合、第１符号化ブロックの最後のスロットを送信するために位相変更値＃０を用いたからといって、第２符号化ブロックを伝送するために、最初に位相変更値＃１を用いたものとする。すると、
 
　（ａ）：前述の端末は、第１符号化ブロックがどのように送信されたかを監視、つまり、第１符号化ブロックの最後のスロットの送信に位相変更値がどのパターンであるかを監視し、第２符号化ブロックの最初のスロットに使用する位相変更値を推定する、
　（ｂ）：(ａ)を行わないために、送信装置は、第２符号化ブロックの最初のスロットに使用する位相変更値の情報を伝送する
 
という方法が考えられる。(ａ)の場合、端末は第１符号化ブロックの伝送を監視する必要があるため消費電力が増大してしまい、(ｂ)の場合、データの伝送効率の低下を招くことになる。
　したがって、上述のような位相変更値の割り当てには改善の余地がある。そこで、各符号化ブロックの最初のスロットを伝送するために使用する位相変更値を固定とする方法を提案する。したがって、図７２に示すように、第２符号化ブロックの最初のスロットを伝送するために使用する位相変更値は、第１符号化ブロックの最初のスロットを伝送するために用いた位相変更値と同様に、＃０とする。
　同様に、図７３に示すように、第３符号化ブロックの最初のスロットを伝送するために使用する位相変更値は、＃３とするのではなく、第１、第２符号化ブロックの最初のスロットを伝送するために使用する位相変更値と同様に、＃０とする。
　以上のようにすることで、（ａ）、（ｂ）で発生する課題を抑制することができるという効果を得ることができる。
　なお、本実施の形態では、符号化ブロックごとに位相変更値をイニシャライズする方法、つまり、いずれの符号化ブロックの最初のスロットに使用する位相変更値は、＃０と固定と方法について述べたが、別の方法として、フレーム単位で行うことも可能である。例えば、プリアンブルや制御シンボル伝送後の情報を伝送するためのシンボルにおいて、最初のスロットで使用する位相変更値は＃０と固定としてもよい。
 
（実施の形態Ｄ３）
　なお、上述の各実施の形態では、重み付け合成部がプリコーディングに使用するプリコーディング行列を複素数で表現しているが、プリコーディング行列を実数で表現することもできる。
　つまり、例えば、２つのマッピング後の（使用した変調方式の）ベースバンド信号をｓ１（ｉ）、ｓ２（ｉ）（ただし、ｉは時間、または、周波数）とし、プリコーディングに得られる２つのプリコーディング後のベースバンド信号をｚ１（ｉ）、ｚ２（ｉ）とする。そして、マッピング後の（使用した変調方式の）ベースバンド信号をｓ１（ｉ）の同相成分をＩｓ１（ｉ）、直交成分をＱｓ１（ｉ）、マッピング後の（使用した変調方式の）ベースバンド信号をｓ２（ｉ）の同相成分をＩｓ２（ｉ）、直交成分をＱｓ２（ｉ）、プリコーディング後のベースバンド信号をｚ１（ｉ）の同相成分をＩｚ１（ｉ）、直交成分をＱｚ１（ｉ）、プリコーディング後のベースバンド信号をｚ２（ｉ）の同相成分をＩｚ２（ｉ）、直交成分をＱｚ２（ｉ）とすると、実数で構成されたプリコーディング行列Ｈｒを用いると以下の関係式が成立する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000076
　ただし、実数で構成されたプリコーディング行列Ｈｒは以下のようにあらわされる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000077
　このとき、ａ１１、ａ１２、ａ１３、ａ１４、ａ２１、ａ２２、ａ２３、ａ２４、ａ３１、ａ３２、ａ３３、ａ３４、ａ４１、ａ４２、ａ４３、ａ４４は実数である。ただし、｛ａ１１＝０かつａ１２＝０かつａ１３＝０かつａ１４＝０｝が成立してはならず、｛ａ２１＝０かつａ２２＝０かつａ２３＝０かつａ２４＝０｝が成立してはならず、｛ａ３１＝０かつａ３２＝０かつａ３３＝０かつａ３４＝０｝が成立してはならず、｛ａ４１＝０かつａ４２＝０かつａ４３＝０かつａ４４＝０｝が成立してはならない。そして、｛ａ１１＝０かつａ２１＝０かつａ３１＝０かつａ４１＝０｝が成立してはならず、｛ａ１２＝０かつａ２２＝０かつａ３２＝０かつａ４２＝０｝が成立してはならず、｛ａ１３＝０かつａ２３＝０かつａ３３＝０かつａ４３＝０｝が成立してはならず、｛ａ１４＝０かつａ２４＝０かつａ３４＝０かつａ４４＝０｝が成立してはならない。
 
（実施の形態Ｅ１）
　本実施の形態では、（１）図４の送信装置の場合、（２）図４の送信装置に対してＯＦＤＭ方式のようなマルチキャリア方式に対応した場合、（３）図６７、図７０の送信装置に対して図４のように一つの符号化器と分配部を適用した場合にの３つの場合のどれにも適用できる、本明細書の中で説明した規則的に位相変更を行った場合の位相変更のイニシャライズ方法について説明する。
　非特許文献１２～非特許文献１５に示されているように、ＱＣ（Quasi Cyclic）　ＬＤＰＣ（Low-Density Parity-Check）符号（ＱＣ－ＬＤＰＣ符号でない、ＬＤＰＣ符号であってもよい）、ＬＤＰＣ符号とＢＣＨ符号（Bose-Chaudhuri-Hocquenghem code）の連接符号、テイルバイティングを用いたターボ符号またはDuo-Binary Turbo Code等のブロック符号を用いたときの規則的に位相を変更する場合を考える。
　ここでは、一例として、ｓ１、ｓ２の２つのストリームを送信する場合を例に説明する。ただし、ブロック符号を用いて符号化を行った際、制御情報等が必要でないとき、符号化後のブロックを構成するビット数は、ブロック符号を構成するビット数（ただし、この中に、以下で記載するような制御情報等が含まれていてもよい。）と一致する。ブロック符号を用いて符号化を行った際、制御情報等（例えば、ＣＲＣ（Cyclic Redundancy Check）、伝送パラメータ等）が必要であるとき、符号化後のブロックを構成するビット数は、ブロック符号を構成するビット数と制御情報等のビット数の和であることもある。
　図３４は、ブロック符号を用いたとき、１つの符号化後のブロックに必要なシンボル数、スロット数の変化を示した図である。図３４は、例えば、上述の送信装置に対し、ｓ１、ｓ２の２つのストリームを送信し、かつ、送信装置が、１つの符号化器を有している場合の「ブロック符号を用いたとき、１つの符号化後のブロックに必要なシンボル数、スロット数の変化を示した図」である。（このとき、伝送方式としては、シングルキャリア伝送、ＯＦＤＭのようなマルチキャリア伝送、いずれを用いてもよい。）
　図３４に示すように、ブロック符号における１つの符号化後のブロックを構成するビット数を６０００ビットであるとする。この６０００ビットを送信するためには、変調方式がＱＰＳＫのとき３０００シンボル、１６ＱＡＭのとき１５００シンボル、６４ＱＡＭのとき１０００シンボルが必要となる。
　そして、上述の送信装置では、２つのストリームを同時に送信することになるため、変調方式がＱＰＳＫのとき、前述の３０００シンボルは、ｓ１に１５００シンボル、ｓ２に１５００シンボル割り当てられることになるため、ｓ１で送信する１５００シンボルとｓ２で送信する１５００シンボルを送信するために１５００スロット（ここでは「スロット」と名付ける。）が必要となる。
　同様に考えると、変調方式が１６ＱＡＭのとき、１つの符号化後のブロックを構成するすべてのビットを送信するために７５０スロットが必要となり、変調方式が６４ＱＡＭのとき、１ブロックを構成するすべてのビットを送信するために５００スロットが必要となる。
　次に、図７１のようなフレーム構成で、送信装置が、変調信号を送信する場合を考える。図７１（ａ）は、変調信号ｚ１’またはｚ１（アンテナ３１２Ａで送信）の時間および周波数軸におけるフレーム構成を示している。また、図７１（ｂ）は、変調信号ｚ２（アンテナ３１２Ｂで送信）の時間および周波数軸におけるフレーム構成を示している。このとき、変調信号ｚ１’またはｚ１が用いている周波数（帯）と変調信号ｚ２が用いている周波数（帯）は同一であるものとし、同一時刻に変調信号ｚ１’またはｚ１、と、変調信号ｚ２が存在することになる。
　図７１（ａ）に示すように、送信装置は区間Ａではプリアンブル（制御シンボル）を送信しており、通信相手に制御情報を伝送するためのシンボルであり、特に、ここでは、第１、第２符号化ブロックを伝送するための変調方式の情報が含まれているものとする。送信装置は、区間Ｂで、第１符号化ブロックを送信することになる。送信装置は区間Ｃで、第２符号化ブロックを送信することになる。
　送信装置は区間Ｄではプリアンブル（制御シンボル）を送信しており、通信相手に制御情報を伝送するためのシンボルであり、特に、ここでは、第３、第４、・・・、符号化ブロックを伝送するための変調方式の情報が含まれているものとする。送信装置は、区間Ｅで、第３符号化ブロックを送信することになる。送信装置は区間Ｆで、第４符号化ブロックを送信することになる。
　図７１（ｂ）に示すように、送信装置は区間Ａではプリアンブル（制御シンボル）を送信しており、通信相手に制御情報を伝送するためのシンボルであり、特に、ここでは、第１、第２符号化ブロックを伝送するための変調方式の情報が含まれているものとする。送信装置は、区間Ｂで、第１符号化ブロックを送信することになる。送信装置は区間Ｃで、第２符号化ブロックを送信することになる。
　送信装置は区間Ｄではプリアンブル（制御シンボル）を送信しており、通信相手に制御情報を伝送するためのシンボルであり、特に、ここでは、第３、第４、・・・、符号化ブロックを伝送するための変調方式の情報が含まれているものとする。送信装置は、区間Ｅで、第３符号化ブロックを送信することになる。送信装置は区間Ｆで、第４符号化ブロックを送信することになる。
　図７２は、図３４のように符号化ブロックを伝送する場合において、特に、第１符号化ブロックでは、変調方式として１６ＱＡＭを用いた場合に使用するスロット数を示しており、第１符号化ブロックを伝送するためには、７５０スロットが必要となる。
　同様に、第２符号化ブロックでは、変調方式としてＱＰＳＫを用いた場合に使用するスロット数を示しており、第２符号化ブロックを伝送するためには、１５００スロットが必要となる。
　図７３は、図３４のように符号化ブロックを伝送する場合において、特に、第３符号化ブロックでは、変調方式としてＱＰＳＫを用いた場合に使用するスロット数を示しており、第３符号化ブロックを伝送するためには、１５００スロットが必要となる。
　そして、本明細書で説明したように、変調信号ｚ１、つまり、アンテナ３１２Ａで送信する変調信号に対しては、位相変更を行わず、変調信号ｚ２、つまり、アンテナ３１２Ｂで送信する変調信号に対しては、位相変更を行う場合を考える。このとき、図７２、図７３では、位相変更を行う方法について示している。
　まず、前提として、位相変更するために、異なる位相変更値を７つ用意し、７つの位相変更値を＃０、＃１、＃２、＃３、＃４、＃５、＃６と名付ける。また、位相変更は規則的、且つ周期的に用いるものとする。つまり、位相変更値は、＃０、＃１、＃２、＃３、＃４、＃５、＃６、＃０、＃１、＃２、＃３、＃４、＃５、＃６、＃０、＃１、＃２、＃３、＃４、＃５、＃６、・・・というように規則的にかつ、周期的に変更を行うものとする。
　図７２に示すように、まず、第１ブロック符号化ブロックでは、７５０スロット存在するので、位相変更値を＃０から使用を開始すると、＃０、＃１、＃２、＃３、＃４、＃５、＃６、＃０、＃１、＃２、・・・、＃４、＃５、＃６、＃０となり、７５０番目のスロットは＃０を用いて終了することになる。
　次に、第２符号化ブロックの各スロットに対し、位相変更を適用することになる。本明細書では、マルチキャスト通信、放送に適用する場合を想定しているので、ある受信端末は、第１符号化ブロックを必要とせず、第２符号化ブロックのみ抽出する場合が考えられる。この場合、第１符号化ブロックの最後のスロットを送信するために位相変更値＃０を用いたからといって、第２符号化ブロックを伝送するために、最初に位相変更値＃１を用いたものとする。すると、
 
（ａ）前述の端末は、第１符号化ブロックがどのように送信されたかを監視、つまり、第１符号化ブロックの最後のスロットの送信に位相変更値がどのパターンであるかを監視し、第２符号化ブロックの最初のスロットに使用する位相変更値を推定する、
（ｂ）（ａ）を行わないために、送信装置は、第２符号化ブロックの最初のスロットに使用する位相変更値の情報を伝送する
 
という方法が考えられる。（ａ）の場合、端末は第１符号化ブロックの伝送を監視する必要があるため消費電力が増大してしまい、（ｂ）の場合、データの伝送効率の低下を招くことになる。
　したがって、上述のような位相変更値の割り当てには改善の余地がある。そこで、各符号化ブロックの最初のスロットを伝送するために使用する位相変更値を固定とする方法を提案する。したがって、図７２に示すように、第２符号化ブロックの最初のスロットを伝送するために使用する位相変更値は、第１符号化ブロックの最初のスロットを伝送するために用いた位相変更値と同様に、＃０とする。
　同様に、図７３に示すように、第３符号化ブロックの最初のスロットを伝送するために使用する位相変更値は、＃３とするのではなく、第１、第２符号化ブロックの最初のスロットを伝送するために使用する位相変更値と同様に、＃０とする。
　以上のようにすることで、上述の（ａ）、（ｂ）で発生する課題を抑制することができるという効果を得ることができる。
　なお、本実施の形態では、符号化ブロックごとに位相変更値をイニシャライズする方法、つまり、いずれの符号化ブロックの最初のスロットに使用する位相変更値は、＃０と固定と方法について述べたが、別の方法として、フレーム単位で行うことも可能である。例えば、プリアンブルや制御シンボル伝送後の情報を伝送するためのシンボルにおいて、最初のスロットで使用する位相変更値は＃０と固定としてもよい。
　例えば、図７１において、フレームがプリアンブルから開始される、と解釈すると、第１フレームにおいて、最初の符号化ブロックは、第１符号化ブロックとなり、第２フレームにおいて、最初の符号ブロックは、第３符号化ブロックとなり、図７２、図７３を用いて上述で説明したようにした場合、上述の「フレーム単位で、最初のスロットで使用する位相変更値は（＃０と）固定」の例となっている。
　次に、ＤＶＢ（Digital Video Broadcasting）－Ｔ２（Ｔ:Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）規格を用いた放送システムに適用する場合について説明する。はじめに、ＤＶＢ―Ｔ２規格を用いた放送システムのフレーム構成について説明する。
　図７４は、ＤＶＢ－Ｔ２規格における、放送局が送信する信号のフレーム構成の概要を示している。ＤＶＢ－Ｔ２規格では、ＯＦＤＭ方式を用いているため、時間―周波数軸にフレームが構成されている。図７４は、時間－周波数軸におけるフレーム構成を示しており、フレームは、P1 Signalling data（７４０１）、L1 Pre-Signalling data（７４０２）、L1 Post-Signalling data（７４０３）、Common PLP（７４０４）、PLP#1～#N（７４０５＿１～７４０５＿Ｎ）で構成されている（ＰＬＰ：Physical Layer Pipe）。 （ここで、L1 Pre-Signalling data（７４０２）、L1 Post-Signalling data（７４０３）をP2シンボルと呼ぶ。）このように、P1 Signalling data（７４０１）、L1 Pre-Signalling data（７４０２）、L1 Post-Signalling data（７４０３）、Common PLP（７４０４）、PLP#1～#N（７４０５＿１～７４０５＿Ｎ）で構成されているフレームをＴ２フレームと名付けており、フレーム構成の一つの単位となっている。
　P1 Signalling data（７４０１）により、受信装置が信号検出、周波数同期（周波数オフセット推定も含む）を行うためのシンボルであると同時に、フレームにおけるＦＦＴ（Fast Fourier Transform）サイズの情報、ＳＩＳＯ（Single-Input Single-Output）／ＭＩＳＯ（Multiple-Input Single-Output）のいずれの方式で変調信号を送信するかの情報等を伝送する。（ＳＩＳＯ方式の場合、一つの変調信号を送信する方式で、ＭＩＳＯ方式の場合、複数の変調信号を送信する方法であり、かつ、非特許文献９、１６、１７に示されている時空間ブロック符号を用いている。）
　L1 Pre-Signalling data（７４０２）により、送信フレームで使用するガードインターバルの情報、ＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）を削減するために行う信号処理方法に関する情報、L1 Post-Signalling dataを伝送する際の変調方式、誤り訂正方式（FEC: Forward Error Correction）、誤り訂正方式の符号化率の情報、L1 Post-Signalling dataのサイズおよび情報サイズの情報、パイロットパターンの情報、セル（周波数領域）固有番号の情報、ノーマルモードおよび拡張モード（ノーマルモードと拡張モードでは、データ伝送に用いるサブキャリア数が異なる。）のいずれの方式を用いているかの情報等を伝送する。
　L1 Post-Signalling data（７４０３）により、ＰＬＰの数の情報、使用する周波数領域に関する情報、各ＰＬＰの固有番号の情報、各ＰＬＰを伝送するのに使用する変調方式、誤り訂正方式、誤り訂正方式の符号化率の情報、各ＰＬＰの送信するブロック数の情報等を伝送する。
　Common PLP（７４０４）、PLP#1～#N（７４０５＿１～７４０５＿Ｎ）は、データを伝送するための領域である。
　図７４のフレーム構成では、P1 Signalling data（７４０１）、L1 Pre-Signalling data（７４０２）、L1 Post-Signalling data（７４０３）、Common PLP（７４０４）、PLP#1～#N（７４０５＿１～６１０５＿Ｎ）は時分割で送信されているように記載しているが、実際は、同一時刻に２種類以上の信号が存在している。その例を図７５に示す。図７５に示すように、同一時刻に、L1 Pre-Signalling data、L1 Post-Signalling data、Common PLPが存在していたり、同一時刻に、PLP#1、PLP#2が存在したりすることもある。つまり、各信号は、時分割および周波数分割を併用し、フレームが構成されている。
　図７６は、ＤＶＢ－Ｔ２規格における（例えば、放送局）の送信装置に対し、プリコーディング後（または、プリコーディングおよびベースバンド信号入れ替え後）の信号に位相変更を行う送信方法を適用した送信装置の構成の一例を示している。
　ＰＬＰ信号生成部７６０２は、ＰＬＰ用の送信データ７６０１（複数ＰＬＰ用のデータ）、制御信号７６０９を入力とし、制御信号７６０９に含まれる各ＰＬＰの誤り訂正符号化の情報、変調方式の情報等の情報に基づき、誤り訂正符号化、変調方式に基づくマッピングを行い、ＰＬＰの（直交）ベースバンド信号７６０３を出力する。
　Ｐ２シンボル信号生成部７６０５は、Ｐ２シンボル用送信データ７６０４、制御信号７６０９を入力とし、制御信号７６０９に含まれるＰ２シンボルの誤り訂正の情報、変調方式の情報等の情報に基づき、誤り訂正符号化、変調方式に基づくマッピングを行い、Ｐ２シンボルの（直交）ベースバンド信号７６０６を出力する。
　制御信号生成部７６０８は、Ｐ１シンボル用の送信データ７６０７、Ｐ２シンボル用送信データ７６０４を入力とし、図７４における各シンボル群（P1 Signalling data（７４０１）、L1 Pre-Signalling data（７４０２）、L1 Post-Signalling data（７４０３）、Common PLP（７４０４）、PLP#1～#N（７４０５＿１～７４０５＿Ｎ））の送信方法（誤り訂正符号、誤り訂正符号の符号化率、変調方式、ブロック長、フレーム構成、規則的にプリコーディング行列を切り替える送信方法を含む選択した送信方法、パイロットシンボル挿入方法、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）／ＦＦＴの情報等、PAPR削減方法の情報、ガードインターバル挿入方法の情報）の情報を制御信号７６０９として出力する。
　フレーム構成部７６１０は、ＰＬＰのベースバンド信号７６０３、Ｐ２シンボルのベースバンド信号７６０６、制御信号７６０９を入力とし、制御信号に含まれるフレーム構成の情報に基づき、周波数、時間軸における並び替えを施し、フレーム構成にしたがった、ストリーム１の（直交）ベースバンド信号７６１１＿１（マッピング後の信号、つまり、使用する変調方式に基づくベースバンド信号）、ストリーム２の（直交）ベースバンド信号７６１１＿２（マッピング後の信号、つまり、使用する変調方式に基づくベースバンド信号）を出力する。
　信号処理部７６１２は、ストリーム１のベースバンド信号７６１１＿１、ストリーム２のベースバンド信号７６１１＿２、制御信号７６０９を入力とし、制御信号７６０９に含まれる送信方法に基づいた信号処理後の変調信号１（７６１３＿１）および信号処理後の変調信号２（７６１３＿２）を出力する。
　ここで特徴的な点は、送信方法として、プリコーディング後（または、プリコーディングおよびベースバンド信号入れ替え後）の信号に位相変更を行う送信方法が選択されたとき、信号処理部は、図６、図２５、図２６、図２７、図２８、図２９、図６９と同様に、プリコーディング後（またはプリコーディングおよびベースバンド信号入れ替え後）の信号に位相変更を行う処理を行い、この信号処理を行われた信号が、信号処理後の変調信号１（７６１３＿１）および信号処理後の変調信号２（７６１３＿２）となる。
　パイロット挿入部７６１４＿１は、信号処理後の変調信号１（７６１３＿１）、制御信号７６０９を入力とし、制御信号７６０９に含まれるパイロットシンボルの挿入方法に関する情報に基づき、信号処理後の変調信号１（７６１３＿１）にパイロットシンボルを挿入し、パイロットシンボル挿入後の変調信号７６１５＿１を出力する。
　パイロット挿入部７６１４＿２は、信号処理後の変調信号２（７６１３＿２）、制御信号７６０９を入力とし、制御信号７６０９に含まれるパイロットシンボルの挿入方法に関する情報に基づき、信号処理後の変調信号２（７６１３＿２）にパイロットシンボルを挿入し、パイロットシンボル挿入後の変調信号７６１５＿２を出力する。
　ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）部７６１６＿１は、パイロットシンボル挿入後の変調信号７６１５＿１、制御信号７６０９を入力とし、制御信号７６０９に含まれるＩＦＦＴの方法の情報に基づき、ＩＦＦＴを施し、ＩＦＦＴ後の信号７６１７＿１を出力する。
　ＩＦＦＴ部７６１６＿２は、パイロットシンボル挿入後の変調信号７６１５＿２、制御信号７６０９を入力とし、制御信号７６０９に含まれるＩＦＦＴの方法の情報に基づき、ＩＦＦＴを施し、ＩＦＦＴ後の信号７６１７＿２を出力する。
　ＰＡＰＲ削減部７６１８＿１は、ＩＦＦＴ後の信号７６１７＿１、制御信号７６０９を入力とし、制御信号７６０９に含まれるPAPR削減に関する情報に基づき、ＩＦＦＴ後の信号７６１７＿１にPAPR削減のための処理を施し、PAPR削減後の信号７６１９＿１を出力する。
　ＰＡＰＲ削減部７６１８＿２は、ＩＦＦＴ後の信号７６１７＿２、制御信号７６０９を入力とし、制御信号７６０９に含まれるPAPR削減に関する情報に基づき、ＩＦＦＴ後の信号７６１７＿２にPAPR削減のための処理を施し、PAPR削減後の信号７６１９＿２を出力する。
　ガードインターバル挿入部７６２０＿１は、PAPR削減後の信号７６１９＿１、制御信号７６０９を入力とし、制御信号７６０９に含まれるガードインターバルの挿入方法に関する情報に基づき、PAPR削減後の信号７６１９＿１にガードインターバルを挿入し、ガードインターバル挿入後の信号７６２１＿１を出力する。
　ガードインターバル挿入部７６２０＿２は、PAPR削減後の信号７６１９＿２、制御信号７６０９を入力とし、制御信号７６０９に含まれるガードインターバルの挿入方法に関する情報に基づき、PAPR削減後の信号７６１９＿２にガードインターバルを挿入し、ガードインターバル挿入後の信号７６２１＿２を出力する。
　Ｐ１シンボル挿入部７６２２は、ガードインターバル挿入後の信号７６２１＿１、ガードインターバル挿入後の信号７６２１＿２、Ｐ１シンボル用の送信データ７６０７を入力とし、Ｐ１シンボル用の送信データ７６０７からＰ１シンボルの信号を生成し、ガードインターバル挿入後の信号７６２１＿１に対し、Ｐ１シンボルを付加し、Ｐ１シンボルを付加した後の信号７６２３＿１と、および、ガードインターバル挿入後の信号７６２１＿２に対し、Ｐ１シンボルを付加し、Ｐ１シンボルを付加した後の信号７６２３＿２とを出力する。なお、Ｐ１シンボルの信号は、Ｐ１シンボルを付加した後の信号７６２３＿１、Ｐ１シンボルを付加した後の信号７６２３＿２両者に付加されていてもよく、また、いずれもか一方に付加されていてもよい。一方に付加されている場合、付加されている信号の付加されている区間では、付加されていない信号には、ベースバンド信号としてゼロの信号が存在することになる。
　無線処理部７６２４＿１は、Ｐ１シンボルを付加した後の信号７６２３＿１、制御信号７６０９を入力とし、周波数変換、増幅等の処理が施され、送信信号７６２５＿１を出力する。そして、送信信号７６２５＿１は、アンテナ７６２６＿１から電波として出力される。
　無線処理部７６２４＿２は、Ｐ１シンボル用処理後の信号７６２３＿２、制御信号７６０９を入力とし、周波数変換、増幅等の処理が施され、送信信号７６２５＿２を出力する。そして、送信信号７６２５＿２は、アンテナ７６２６＿２から電波として出力される。
　上述で説明したように、Ｐ１シンボル、Ｐ２シンボル、制御シンボル群により、各ＰＬＰの伝送方法（例えば、一つの変調信号を送信する送信方法、プリコーディング後（または、プリコーディングおよびベースバンド信号入れ替え後）の信号に位相変更を行う送信方法）、および、使用している変調方式の情報が、端末に伝送される。このとき、端末は、情報として必要なＰＬＰのみを切り出して、復調（信号分離、信号検波を含む）、誤り訂正復号を行うと、端末の消費電力は少なくてすむ。したがって、図７１～図７３を用いて説明したときと同様に、伝送方法として、プリコーディング後（または、プリコーディングおよびベースバンド信号入れ替え後）の信号に、規則的に位相変更を行う送信方法を用いて伝送されるＰＬＰの先頭のスロットで使用する位相変更値（＃０と）固定とする方法を提案する。なお、ＰＬＰの伝送方法は上記に限ったものではなく、非特許文献９、非特許文献１６、非特許文献１７に示されているような時空間符号や、他の送信方法を指定することも可能である。
　例えば、図７４のようなフレーム構成により、放送局が、各シンボルを送信したものとする。このとき、一例として、ＰＬＰ（混乱を避けるため＃１から＄１と変更する）＄１とＰＬＰ＄Ｋを、放送局が、プリコーディング後（または、プリコーディングおよびベースバンド信号入れ替え後）の信号に位相変更を用いて送信するときの、周波数―時間軸におけるフレーム構成を図７７に示す。
　なお、前提として、以下の説明では、一例として、プリコーディング後（または、プリコーディングおよびベースバンド信号入れ替え後）の信号に、規則的に位相変更を行う送信方法では、位相変更値を７つ用意し、７つの位相変更値を＃０、＃１、＃２、＃３、＃４、＃５、＃６と名付ける。また、位相変更値は規則的、かつ、周期的に用いるものとする。つまり、位相変更値は、＃０、＃１、＃２、＃３、＃４、＃５、＃６、＃０、＃１、＃２、＃３、＃４、＃５、＃６、＃０、＃１、＃２、＃３、＃４、＃５、＃６、・・・というように規則的にかつ、周期的に変更を行うものとする。
　図７７のように、ＰＬＰ＄１は、時刻Ｔ、キャリア３（図７７の７７０１）をスロットの先頭とし、時刻Ｔ＋４、キャリア４をスロットの最後（図７７の７７０２）として、スロット（シンボル）が存在している（図７７参照）。
　つまり、ＰＬＰ＄１にとって、時刻Ｔ、キャリア３は第１番目のスロットであり、第２番目のスロットは時刻Ｔ、キャリア４であり、第３番目のスロットは時刻Ｔ、キャリア５であり、・・・、第７番目のスロットは時刻Ｔ＋１、キャリア１であり、第８番目のスロットは時刻Ｔ＋１、キャリア２であり、第９番目のスロットは時刻Ｔ＋１、キャリア３であり、・・・、第１４番目のスロットは時刻Ｔ＋１、キャリア８であり、第１５番目のスロットは時刻Ｔ＋２、キャリア１であり、・・・、となる。
　そして、ＰＬＰ＄Ｋは、時刻Ｓ、キャリア４（図７７の７７０３）をスロットの先頭とし、時刻Ｓ＋８、キャリア４をスロットの最後（図７７の７７０４）として、スロット（シンボル）が存在している（図７７参照）。
　つまり、ＰＬＰ＄Ｋにとって、時刻Ｓ、キャリア４は第１番目のスロットであり、第２番目のスロットは時刻Ｓ、キャリア５であり、第３番目のスロットは時刻Ｓ、キャリア６であり、・・・、第５番目のスロットは時刻Ｓ、キャリア８であり、第９番目のスロットは時刻Ｓ＋１、キャリア１であり、第１０番目のスロットは時刻Ｓ＋１、キャリア２であり、・・・、第１６番目のスロットは時刻Ｓ＋１、キャリア８であり、第１７番目のスロットは時刻Ｓ＋２、キャリア１であり、・・・、となる。
　なお、各ＰＬＰの先頭のスロット（シンボル）の情報と最後のスロット（シンボル）の情報を含む各ＰＬＰが使用しているスロットの情報は、Ｐ１シンボル、Ｐ２シンボル、制御シンボル群等の制御シンボルにより、伝送されていることになる。
　このとき、図７１～図７３を用いて説明したときと同様に、ＰＬＰ＄１の先頭のスロットである、時刻Ｔ、キャリア３（図７７の７７０１）のスロットは、位相変更値＃０を用いて位相変更を行うものとする。同様に、ＰＬＰ＄Ｋ－１の最後のスロットである、時刻Ｓ、キャリア３（図７７の７７０５）をスロットで用いている、位相変更値の番号にかかわらず、ＰＬＰ＄Ｋの先頭のスロットである、時刻Ｓ、キャリア４（図７７の７７０３）のスロットは、プリコーディング行列＃０を用いて位相変更を行うものとする。（ただし、これまで説明したように、位相変更を行う前に、プリコーディング（または、プリコーディングおよびベースバンド信号入れ替え）が行われているものとする。）
　また、プリコーディング後（または、プリコーディングおよびベースバンド信号入れ替え後）の信号に、規則的に位相変更を行う送信方法を用いて送信する他のＰＬＰの先頭のスロットは、プリコーディング行列＃０を用いてプリコーディングを行うものとする。
　以上のようにすることで、上述で述べた実施の形態Ｄ２で説明した（ａ）および（ｂ）の課題を抑制することができるという効果を得ることができる。
　当然であるが、受信装置は、Ｐ１シンボル、Ｐ２シンボル、制御シンボル群等の制御シンボルに含む各ＰＬＰが使用しているスロットの情報から必要としているＰＬＰを抽出して復調（信号分離、信号検波を含む）、誤り訂正復号を行うことになる。また、受信装置は、プリコーディング後（または、プリコーディングおよびベースバンド信号入れ替え後）の信号に、規則的に位相変更を行う送信方法の位相変更規則について、予め知っており、（複数の規則がある場合は、送信装置が、使用する規則の情報を伝送し、受信装置はその情報を得て、使用している規則を知ることになる。）各ＰＬＰの先頭のスロットの番号に基づいて、位相変更の切り替え規則のタイミングを合わせることで、情報シンボルの復調（信号分離、信号検波を含む）が可能となる。
　次に、図７８のようなフレーム構成で（図７８のシンボル群で構成されるフレームをメインフレームと呼ぶ。）、放送局（基地局）が変調信号を送信する場合を考える。図７８において、図７４と同様に動作するものについては、同一符号を付している。特徴的な点は、（端末の）受信装置において、受信信号のゲインコントロールを調整しやすいように、メインフレームにおいて、一つの変調信号を送信するサブフレームと、複数の変調信号を送信するサブフレームに分離されている点である。なお、「一つの変調信号を送信する」とは、一つの変調信号を一つのアンテナから送信する場合と同一の変調信号を複数生成し、この複数の信号を複数の異なるアンテナから送信する場合も含むものとする。
　図７８において、ＰＬＰ＃１（７４０５＿１）～ＰＬＰ＃Ｎ（７４０５＿Ｎ）により、一つの変調信号を送信するサブフレーム７８００を構成しており、サブフレーム７８００は、ＰＬＰのみで構成されているとともに、複数変調信号により送信するＰＬＰは存在しない。そして、ＰＬＰ＄１（７８０２＿１）～ＰＬＰ＄Ｍ（７８０２＿Ｍ）により、複数の変調信号を送信するサブフレーム７８０１を構成しており、サブフレーム７８０１は、ＰＬＰのみで構成されているとともに、一つの変調信号を送信するＰＬＰは存在しない。
　このとき、これまで説明したときと同様に、サブフレーム７８０１において、プリコーディング後（または、プリコーディングおよびベースバンド信号入れ替え後）の信号に、規則的に位相変更を行う送信方法を用いている場合、ＰＬＰ（ＰＬＰ＄１（７８０２＿１）～ＰＬＰ＄Ｍ（７８０２＿Ｍ））の先頭のスロットは、プリコーディング行列＃０を用いてプリコーディングを行うものとする（プリコーディング行列のイニシャライズ、と呼ぶ）。ただし、ＰＬＰ＄１（７８０２＿１）～ＰＬＰ＄Ｍ（７８０２＿Ｍ）において、別の送信方法、例えば、位相変更を行わないプリコーディング方法を用いる送信方法、時空間ブロック符号を用いる送信方法、空間多重ＭＩＭＯ伝送方法（図２３参照）のいずれかを用いているＰＬＰは、上記で述べたプリコーディング行列のイニシャライズは関係ないことになる。
　また、図７９のように、ＰＬＰ＄１は、第Ｘのメインフレームの複数の変調信号を送信するサブフレームの最初のＰＬＰであり、ＰＬＰ＄１’は、第Ｙ（ただしＸとは異なる）のメインフレームの複数の変調信号を送信するサブフレームの最初のＰＬＰであるものとする。そして、ＰＬＰ＄１、ＰＬＰ＄１’いずれもプリコーディング後（または、プリコーディングおよびベースバンド信号入れ替え後）の信号に、規則的に位相変更を行う送信方法を用いているものとする。なお、図７９において、図７７と同様のものは、同一符号を付している。
　このとき、第Ｘのメインフレームの複数の変調信号を送信するサブフレームの最初のＰＬＰであるＰＬＰ＄１の先頭のスロット（図７９の７７０１（時刻Ｔ、キャリア３のスロット））は、位相変更値＃０を用いて位相変更を行うものとする。
　同様に、第Ｙのメインフレームの複数の変調信号を送信するサブフレームの最初のＰＬＰであるＰＬＰ＄１’の先頭のスロット（図７９の７９０１（時刻Ｔ’、キャリア７のスロット））は、位相変更値＃０を用いて位相変更を行うものとする。
　以上のように、各メインフレームにおいて、複数の変調信号を送信するサブフレームの最初のＰＬＰの最初のスロットにおいて、位相変更値＃０を用いて位相変更を行うものとすることを特徴とする。
　このようにすることも、実施の形態Ｄ２で説明した（ａ）および（ｂ）の課題を抑制するためには重要となる。
　なお、ＰＬＰ＄１の先頭のスロット（図７９の７７０１（時刻Ｔ、キャリア３のスロット））は位相変更値＃０を用いて位相変更を行っているので、周波数軸に位相変更値を更新するとした場合、時刻Ｔ、キャリア４のスロットは位相変更値＃１を用いて位相変更を行い、時刻Ｔ、キャリア５のスロットは位相変更値＃２を用いて位相変更を行い、時刻Ｔ、キャリア６のスロットは位相変更値＃３を用いて位相変更を行う、・・・、とする。
　同様に、ＰＬＰ＄１’の先頭のスロット（図７９の７９０１（時刻Ｔ’、キャリア７のスロット））は位相変更値＃０を用いて位相変更を行っているので、周波数軸に位相変更値を更新するとした場合、時刻Ｔ’、キャリア８のスロットは位相変更値＃１を用いて位相変更を行い、時刻Ｔ’＋１、キャリア１のスロットは位相変更値＃２を用いて位相変更を行い、時刻Ｔ’＋２、キャリア１のスロットは位相変更値＃３を用いて位相変更を行い、時刻Ｔ’＋３、キャリア１のスロットは位相変更値＃４を用いて位相変更を行う、・・・、とする。
　なお、本実施の形態は、図４の送信装置の場合、図４の送信装置に対しＯＦＤＭ方式のようなマルチキャリア方式に対応した場合、図６７、図７０の送信装置に対し図４のように、一つの符号化器と分配部を適用した場合を例に説明したが、図３の送信装置、図１２の送信装置、図６７の送信装置、図７０の送信装置のように、ｓ１、ｓ２の２つのストリームを送信し、かつ、送信装置が、２つの符号化器を有している場合についても、本実施の形態で説明した位相変更値のイニシャライズを適用することは可能である。
　なお、本明細書の発明に関連する送信装置の図面、図３、図４、図１２、図１３、図５１、図５２、図６７、図７０、図７６等で、２つの送信アンテナから送信される変調信号をそれぞれ、変調信号＃１、変調信号＃２としたとき、変調信号＃１の平均送信電力と変調信号＃２の平均送信電力はどのように設定しても良い。例えば、両変調信号の平均送信電力を異なるように設定する場合、一般的な無線通信システムで用いられている送信電力制御の技術を適用することで、変調信号＃１の平均送信電力と変調信号＃２の平均送信電力を異なるように設定できる。このとき、送信電力制御は、ベースバンド信号の状態（例えば、用いる変調方式のマッピング時点で、送信電力制御を行う）で、信号の電力制御を行ってもよいし、アンテナの手前の電力増幅器（パワーアンプ）で、送信電力制御を行ってもよい。
 
（実施の形態Ｆ１）
　実施の形態１－４、実施の形態Ａ１、実施の形態Ｃ１－Ｃ７、実施の形態Ｄ１－Ｄ３及び実施の形態Ｅ１で説明したプリコーディング後の変調信号に対し、規則的に位相を変更する方法は、Ｉ－Ｑ平面にマッピングされた任意のベースバンド信号ｓ１とｓ２に対して適用可能である。そのため、実施の形態１－４、実施の形態Ａ１、実施の形態Ｃ１－Ｃ７、実施の形態Ｄ１－Ｄ３及び実施の形態Ｅ１では、ベースバンド信号ｓ１とｓ２について詳細に説明していない。一方、例えば、プリコーディング後の変調信号に対し、規則的に位相を変更する方法を、誤り訂正符号化されたデータから生成されたベースバンド信号ｓ１とｓ２に対して適用する場合、ｓ１とｓ２の平均電力（平均値）を制御することによりさらに良好な受信品質を得られる可能性がある。本実施の形態では、誤り訂正符号化されたデータから生成されたベースバンド信号ｓ１とｓ２に対して、プリコーディング後の変調信号に対し、規則的に位相を変更する方法を適用する場合の、ｓ１とｓ２の平均電力（平均値）の設定方法について述べる。
　ここでは、一例として、ベースバンド信号ｓ１に対して適用する変調方式がＱＰＳＫ、ベースバンド信号ｓ２に対して適用する変調方式が１６ＱＡＭとして説明をする。
　ｓ１の変調方式がＱＰＳＫであるので、ｓ１は１シンボルあたり２ビットのデータを伝送することになる。この伝送する２ビットをｂ０、ｂ１と名付ける。これに対して、ｓ２の変調方式は１６ＱＡＭであるので、ｓ２は１シンボルあたり４ビットのデータを伝送することになる。この伝送する４ビットをｂ２、ｂ３、ｂ４、ｂ５と名付ける。送信装置は、ｓ１の１シンボルとｓ２の１シンボルで構成される１スロットを送信するので、１スロットあたり、ｂ０、ｂ１、ｂ２、ｂ３、ｂ４、ｂ５の６ビットのデータを伝送することになる。
　例えば、Ｉ－Ｑ平面における１６ＱＡＭの信号点配置の一例である図８０では、（ｂ２、ｂ３、ｂ４、ｂ５）＝（０、０、０、０）は（Ｉ、Ｑ）＝（３×ｇ、３×ｇ）に、（ｂ２、ｂ３、ｂ４、ｂ５）＝（０、０、０、１）は（Ｉ、Ｑ）＝（３×ｇ、１×ｇ）に、（ｂ２、ｂ３、ｂ４、ｂ５）＝（０、０、１、０）は（Ｉ、Ｑ）＝（１×ｇ、３×ｇ）に、（ｂ２、ｂ３、ｂ４、ｂ５）＝（０、０、１、１）は（Ｉ、Ｑ）＝（１×ｇ、１×ｇ）に、（ｂ２、ｂ３、ｂ４、ｂ５）＝（０、１、０、０）は（Ｉ、Ｑ）＝（３×ｇ、－３×ｇ）に、・・・、（ｂ２、ｂ３、ｂ４、ｂ５）＝（１、１、１、０）は（Ｉ、Ｑ）＝（－１×ｇ、－３×ｇ）に、（ｂ２、ｂ３、ｂ４、ｂ５）＝（１、１、１、１）は（Ｉ、Ｑ）＝（－１×ｇ、－１×ｇ）にマッピングされる。なお、図８０の右肩に示すｂ２からｂ５は、それぞれＩ－Ｑ平面に示す数値のそれぞれのビットとの並びを示している。
　また、Ｉ－Ｑ平面におけるＱＰＳＫの信号点配置の一例である図８１では、（ｂ０、ｂ１）＝（０、０）は（Ｉ、Ｑ）＝（１×ｈ、１×ｈ）に、（ｂ０、ｂ１）＝（０、１）は（Ｉ、Ｑ）＝（１×ｈ、－１×ｈ）に、（ｂ０、ｂ１）＝（１、０）は（Ｉ、Ｑ）＝（－１×ｈ、１×ｈ）に、（ｂ０、ｂ１）＝（１、１）は（Ｉ、Ｑ）＝（－１×ｈ、－１×ｈ）に、マッピングされる。なお、図８１の右肩に示すｂ０、ｂ１は、それぞれＩ－Ｑ平面に示す数値のそれぞれのビットとの並びを示している。
　ここで、ｓ１の平均電力とｓ２の平均電力を等しくした場合、つまり、図８１に示すｈが下記式（７８）であらわされ、図８０に示すｇが下記式（７９）であらわされる場合を仮定する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000078
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000079
　この場合の受信装置が得る対数尤度比の関係を図８２に示す。図８２は、受信装置が対数尤度比を求めたとき、上記ｂ０からｂ５の対数尤度比の絶対値を模式的に示した図である。図８２において、８２００はｂ０の対数尤度比の絶対値、８２０１はｂ１の対数尤度比の絶対値、８２０２はｂ２の対数尤度比の絶対値、８２０３はｂ３の対数尤度比の絶対値、８２０４はｂ４の対数尤度比の絶対値、８２０５はｂ５の対数尤度比の絶対値である。このとき、図８２に示されるように、ＱＰＳＫにより伝送されたｂ０およびｂ１の対数尤度比の絶対値と、１６ＱＡＭにより伝送されたｂ２からｂ５の対数尤度比の絶対値とを比較すると、ｂ０およびｂ１の対数尤度比の絶対値は、ｂ２からｂ５の対数尤度比の絶対値より大きい。これは、即ち、ｂ０およびｂ１の受信装置における信頼度がｂ２からｂ５の受信装置における信頼度よりも高いことになる。これは、図８０においてｇを式（７９）のとおりとした場合、ＱＰＳＫのＩ－Ｑ平面における信号点の最小ユークリッド距離が、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000080
であるのに対し、図８１において、ｈを式（７８）のとおりとした場合、ＱＰＳＫのＩ－Ｑ平面における信号点の最少ユークリッド距離は、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000081
となるからである。
　受信装置がこの状況で誤り訂正復号（例えば、通信システムがＬＤＰＣ符号を用いている場合、sum-product復号等の信頼度伝播復号）を行った場合、「ｂ０およびｂ１の対数尤度比の絶対値が、ｂ２からｂ５の対数尤度比の絶対値より大きい」という信頼度の差により、ｂ２からｂ５の対数尤度比の絶対値の影響を受け、受信装置のデータの受信品質が劣化するという課題が発生する。
　この課題を克服するためには、図８３に示すように、図８２と比較して、「ｂ０およびｂ１の対数尤度比の絶対値とｂ２からｂ５の対数尤度比の絶対値との差を小さく」すればよい。
　そこで、「ｓ１の平均電力（平均値）とｓ２の平均電力（平均値）を異なるようにする」ことを考える。図８４、図８５に、パワー変更部（ここでは、パワー変更部と呼んでいるが、振幅変更部、重み付け部と呼んでもよい。）、および、重み付け合成（プリコーディング）部に関連する信号処理部の構成の例を示している。なお、図８４において、図３、図６と同様に動作するものについては同一符号を付した。また、図８５において、図３、図６、図８４と同様に動作するものについては同一符号を付した。
　以下、パワー変更部の動作について、いくつかの例を説明する。
（例１）
　まず、図８４を用いて、動作の一例を説明する。なお、ｓ１（ｔ）は、変調方式ＱＰＳＫのベースバンド信号（マッピング後の信号）とし、マッピング方法は、図８１のとおりであり、ｈは式（７８）のとおりである。また、ｓ２（ｔ）は、変調方式１６ＱＡＭのベースバンド信号（マッピング後の信号）とし、マッピング方法は、図８０のとおりであり、ｇは式（７９）のとおりである。なお、ｔは時間であり、本実施の形態では、時間軸方向を例として説明する。
　パワー変更部（８４０１Ｂ）は、変調方式１６ＱＡＭのベースバンド信号（マッピング後の信号）３０７Ｂ、制御信号（８４００）を入力とし、制御信号（８４００）に基づき、設定したパワー変更のための値をｕとすると、変調方式１６ＱＡＭのベースバンド信号（マッピング後の信号）３０７Ｂをｕ倍した信号（８４０２Ｂ）を出力する。なお、ｕは実数とし、ｕ＞１．０とする。プリコーディング後の変調信号に対し、規則的に位相を変更する方法におけるプリコーディング行列をＦ、規則的に位相変更を行うための位相変更値をｙ（ｔ）（ｙ（ｔ）は絶対値が１の虚数（実数を含む）、つまり、ｅｊθ（ｔ）と表すことができる）とすると、次式が成立する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000082
　したがって、ＱＰＳＫの平均電力と１６ＱＡＭの平均電力の比は１：ｕ２と設定することになる。これにより、図８３に示す対数尤度比の絶対値が得られる受信状態となるので、受信装置におけるデータの受信品質を向上させることができる。
　例えば、ＱＰＳＫの平均電力と１６ＱＡＭの平均電力の比１：ｕ２についてｕを、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000083
と設定すれば、ＱＰＳＫのＩ－Ｑ平面における信号点の最小ユークリッド距離と、１６ＱＡＭのＩ－Ｑ平面における信号点の最小ユークリッド距離とを等しくすることができ、良好な受信品質を得られる可能性がある。
　ただし、２つの異なる変調方式のＩ－Ｑ平面における信号点の最小ユークリッド距離を等しくするという条件は、あくまで、ＱＰＳＫの平均電力と１６ＱＡＭの平均電力との比を設定する方法の一例である。例えば、誤り訂正符号化に用いる誤り訂正符号の符号長や符号化率等のその他の条件によっては、パワー変更のための値ｕの値を２つの異なる変調方式のＩ－Ｑ平面における信号点の最小ユークリッド距離が等しくなる値とは、異なる値（大きな値や小さな値）に設定する方が、良好な受信品質を得られる可能性がある。また、受信時に得られる候補信号点の最初距離を大きくすること、を考えると、例えば、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000084
と設定する方法が一例として考えられるが、システムとして求められる要求条件によって、適宜設定されることになる。詳細については後述する。
　従来、送信電力制御は、一般的に、通信相手からのフィードバック情報に基づいて、送信電力の制御を行っている。本実施の形態では、通信相手からのフィードバック情報とは関係なく、送信電力を制御している点が、本発明の特徴となり、この点について、詳しく説明する。
　上述で、「制御信号（８４００）により、パワー変更のための値ｕを設定する」ことを述べたが、以下では、さらに受信装置におけるデータの受信品質を向上させるための、制御信号（８４００）によるパワー変更のための値ｕの設定手法について詳しく説明する。
（例１－１）
　送信装置が複数のブロック長（符号化後の１ブロックを構成しているビット数であり、符号長とも呼ばれる）の誤り訂正符号をサポートしている場合に、ｓ１及びｓ２の生成に用いられるデータに施された誤り訂正符号のブロック長に応じて、ｓ１およびｓ２の平均電力（平均値）を設定する方法について説明する。
　誤り訂正符号としては、例えば、テイルバイティングを行ったターボ符号またはデュオバイナリーターボ符号、および、ＬＤＰＣ符号、のようなブロック符号があり、多くの通信システム、または、放送システムでは、複数のブロック長がサポートされている。サポートされている複数のブロック長から選択されたブロック長の誤り訂正符号化が施された符号化後のデータは２系統に分配される。２系統に分配された符号化後のデータは、それぞれｓ１の変調方式とｓ２の変調方式で変調され、ベースバンド信号（マッピング後の信号）ｓ１（ｔ）及びｓ２（ｔ）が生成される。
　制御信号（８４００）は、上記の選択した誤り訂正符号のブロック長を示す信号であり、パワー変更部（８４０１Ｂ）は、制御信号（８４００）に応じてパワー変更のための値ｕを設定する。
　本発明の特徴は、パワー変更部（８４０１Ｂ）が、制御信号（８４００）が示す選択されたブロック長に応じてパワー変更のための値ｕを設定することである。ここでは、ブロック長Ｘに応じたパワー変更のための値をｕＬＸという形で記載することとする。
　例えば、ブロック長として１０００が選択された場合、パワー変更部（８４０１Ｂ）はパワー変更のための値ｕＬ１０００を設定し、ブロック長として１５００が選択された場合、パワー変更部（８４０１Ｂ）はパワー変更のための値ｕＬ１５００を設定し、ブロック長として３０００が選択された場合、パワー変更部（８４０１Ｂ）はパワー変更のための値ｕＬ３０００を設定する。このとき、例えば、ｕＬ１０００、ｕＬ１５００、ｕＬ３０００を、それぞれ異なる値とすることで、各符号長のときで、高い誤り訂正能力を得ることが可能であることがある。ただし、設定する符号長によっては、パワー変更のための値を変更しても効果を得ることができない場合がある。そのときは、符号長を変更しても、パワー変更のための値を変更する必要はない。（例えば、ｕＬ１０００＝ｕＬ１５００であることもある。重要なことは、（ｕＬ１０００、ｕＬ１５００、ｕＬ３０００）の中に、２つ以上の値が存在することである。）
　上述では、３つの符号長の場合を例に説明したがこれに限ったものではなく、送信装置において、符号長が２つ以上設定可能な際に、設定可能なパワー変更のための値が２つ以上存在し、符号長を設定した際、送信装置は、複数の設定可能なパワー変更のための値の中からいずれかのパワー変更のための値を選択し、パワー変更を行うことができることが重要な点である。
（例１－２）
　送信装置が複数の符号化率の誤り訂正符号をサポートしている場合に、ｓ１及びｓ２の生成に用いられるデータに施された誤り訂正符号の符号化率に応じて、ｓ１およびｓ２の平均電力（平均値）を設定する方法について説明する。
　誤り訂正符号としては、例えば、テイルバイティングを行ったターボ符号またはデュオバイナリーターボ符号、および、ＬＤＰＣ符号、のようなブロック符号があり、多くの通信システム、または、放送システムでは、複数の符号化率がサポートされている。サポートされている複数の符号化率から選択された符号化率の誤り訂正符号化が施された符号化後のデータは２系統に分配される。２系統に分配された符号化後のデータは、それぞれｓ１の変調方式とｓ２の変調方式で変調され、ベースバンド信号（マッピング後の信号）ｓ１（ｔ）及びｓ２（ｔ）が生成される。
　制御信号（８４００）は、上記の選択した誤り訂正符号の符号化率を示す信号であり、パワー変更部（８４０１Ｂ）は、制御信号（８４００）に応じてパワー変更のための値ｕを設定する。
　本発明の特徴は、パワー変更部（８４０１Ｂ）が、制御信号（８４００）が示す選択された符号化率に応じてパワー変更のための値ｕを設定することである。ここでは、符号化率ｒｘに応じたパワー変更のための値をｕｒＸという形で記載することとする。
　例えば、符号化率としてｒ１が選択された場合、パワー変更部（８４０１Ｂ）はパワー変更のための値ｕｒ１を設定し、符号化率としてｒ２が選択された場合、パワー変更部（８４０１Ｂ）はパワー変更のための値ｕｒ２を設定し、符号化率としてｒ３が選択された場合、パワー変更部（８４０１Ｂ）はパワー変更のための値ｕｒ３を設定する。このとき、例えば、ｕｒ１、ｕｒ２、ｕｒ３を、それぞれ異なる値とすることで、各符号化率のときで、高い誤り訂正能力を得ることが可能であることがある。ただし、設定する符号化率によっては、パワー変更のための値を変更しても効果を得ることができない場合がある。そのときは、符号化率を変更しても、パワー変更のための値を変更する必要はない。（例えば、ｕｒ１＝ｕｒ２であることもある。重要なことは、（ｕｒ１、ｕｒ２、ｕｒ３）の中に、２つ以上の値が存在することである。）
　なお、上記ｒ１、ｒ２、ｒ３の一例としては、誤り訂正符号がＬＤＰＣ符号の場合には、それぞれ１／２、２／３、３／４といった符号化率であることが考えられる。
　上述では、３つの符号化率の場合を例に説明したがこれに限ったものではなく、送信装置において、符号化率が２つ以上設定可能な際に、設定可能なパワー変更のための値が２つ以上存在し、符号化率を設定した際、送信装置は、複数の設定可能なパワー変更のための値の中からいずれかのパワー変更のための値を選択し、パワー変更を行うことができることが重要な点である。
（例１－３）
　受信装置がよりよいデータの受信品質を得るためには以下を実施することが重要となる。
　送信装置が複数の変調方式をサポートしている場合に、ｓ１及びｓ２の生成に用いられる変調方式に応じて、ｓ１およびｓ２の平均電力（平均値）を設定する方法について説明する。
　ここでは、例として、ｓ１の変調方式をＱＰＳＫに固定するものとし、制御信号により、ｓ２の変調方式を１６ＱＡＭから６４ＱＡＭに変更する（または、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭのいずれかの設定が可能な）場合について考える。なお、ｓ２（ｔ）の変調方式を６４ＱＡＭとする場合、ｓ２（ｔ）のマッピング方法としては、図８６のとおりであり、図８６においてｋは
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000085
であるとする。このようなマッピングを行うと、ＱＰＳＫのとき図８１に対しｈを式（７８）としたとき、と、１６ＱＡＭのとき図８０に対しｇを式（７９）としたときと、平均電力は等しくなる。また、６４ＱＡＭのマッピングは、６ビットの入力から、I,Qの値が決定することになり、この点については、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭのマッピングの説明と同様に実施することができる。
　つまり、Ｉ－Ｑ平面における６４ＱＡＭの信号点配置の一例である図８６では、（ｂ０、ｂ１、ｂ２、ｂ３、ｂ４、ｂ５）＝（０、０、０、０、０、０）は（Ｉ、Ｑ）＝（７×ｋ、７×ｋ）に、（ｂ０、ｂ１、ｂ２、ｂ３、ｂ４、ｂ５）＝（０、０、０、０、０、１）は（Ｉ、Ｑ）＝（７×ｋ、５×ｋ）に、（ｂ０、ｂ１、ｂ２、ｂ３、ｂ４、ｂ５）＝（０、０、０、０、１、０）は（Ｉ、Ｑ）＝（５×ｋ、７×ｋ）に、（ｂ０、ｂ１、ｂ２、ｂ３、ｂ４、ｂ５）＝（０、０、０、０、１、１）は（Ｉ、Ｑ）＝（５×ｋ、５×ｋ）に、（ｂ０、ｂ１、ｂ２、ｂ３、ｂ４、ｂ５）＝（０、０、０、１、０、０）は（Ｉ、Ｑ）＝（７×ｋ、１×ｋ）に、・・・・、（ｂ０、ｂ１、ｂ２、ｂ３、ｂ４、ｂ５）＝（１、１、１、１、１、０）は（Ｉ、Ｑ）＝（－３×ｋ、－１×ｋ）に、（ｂ０、ｂ１、ｂ２、ｂ３、ｂ４、ｂ５）＝（１、１、１、１、１、１）は（Ｉ、Ｑ）＝（－３×ｋ、－３×ｋ）にマッピングされる。なお、図８６の右肩に示すｂ０からｂ５は、それぞれＩ－Ｑ平面に示す数値のそれぞれのビットとの並びを示している。
　図８４において、ｓ２の変調方式が１６ＱＡＭのときパワー変更部８４０１Ｂは、ｕ＝ｕ１６と設定し、ｓ２の変調方式が６４ＱＡＭのときｕ＝ｕ６４と設定するものとする。このとき、最小ユークリッド距離の関係から、ｕ１６＜ｕ６４とすると、ｓ２の変調方式が１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭのうちいずれの場合であっても、受信装置が高いデータの受信品質を得ることができる。
　なお、上述の説明において、「ｓ１の変調方式をＱＰＳＫに固定」することとして説明したが、「ｓ２の変調方式をＱＰＳＫに固定する」ことが考えられる。このとき、固定の変調方式（ここでは、ＱＰＳＫ）に対しては、パワー変更を行わず、複数の設定可能な変調方式（ここでは、１６ＱＡＭと６４ＱＡＭ）に対しては、パワー変更を行うものとする。つまり、この場合、送信装置は、図８４に示す構成ではなく、図８４に示した構成からパワー変更部８４０１Ｂを除き、ｓ１（ｔ）側にパワー変更部を設ける構成となる。すると、固定の変調方式（ここでは、ＱＰＳＫ）をｓ２に設定したとき、以下の関係式（８６）が成立する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000086
　すると、「ｓ２の変調方式をＱＰＳＫに固定し、ｓ１の変調方式を１６ＱＡＭから６４ＱＡＭに変更（１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭいずれかに設定）」しても、ｕ１６＜ｕ６４とするとよい。（なお、１６ＱＡＭのときにパワー変更のために乗算された値がｕ１６であり、６４ＱＡＭのときにパワー変更のために乗算された値がｕ６４であり、ＱＰＳＫはパワー変更が行われないものとする。）
　また、（ｓ１の変調方式、ｓ２の変調方式）のセットを、（ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ）または（１６ＱＡＭ、ＱＰＳＫ）または（ＱＰＳＫ、６４ＱＡＭ）または（６４ＱＡＭ、ＱＰＳＫ）のいずれかの設定が可能な場合、ｕ１６＜ｕ６４の関係を満たすとよい。
　以下、上述の内容を、一般化した場合について説明する。
　ｓ１の変調方式を固定とし、Ｉ－Ｑ平面における信号点の数がｃ個の変調方式Ｃとする。また、ｓ２の変調方式として、Ｉ－Ｑ平面における信号点の数がａ個の変調方式ＡとＩ－Ｑ平面における信号点の数がｂ個の変調方式Ｂ（ａ＞ｂ＞ｃ）のいずれかの設定が可能であるとする。（ただし、変調方式Ａのｓ２時点の平均電力値（平均値）と変調方式Ｂのｓ２時点の平均電力値（平均値）とは等しいものとする。）
　このとき、ｓ２の変調方式として、変調方式Ａを設定したときに、設定するパワー変更のための値をｕａとする。また、ｓ２の変調方式として、変調方式Ｂを設定したときに、設定するパワー変更のための値をｕｂとする。このとき、ｕｂ＜ｕａとすると、受信装置が高いデータの受信品質を得ることができる。
　固定の変調方式（ここでは、変調方式Ｃ）に対しては、パワー変更を行わず、複数の設定可能な変調方式（ここでは、変調方式Ａと変調方式Ｂ）に対し、パワー変更を行うものと考える。すると、「ｓ２の変調方式を変調方式Ｃと固定とし、ｓ１の変調方式を変調方式Ａから変調方式Ｂに変更（変調方式Ａ、変調方式Ｂいずれかに設定）」する場合でも、ｕｂ＜ｕａとするとよい。また、（ｓ１の変調方式、ｓ２の変調方式）のセットを、（変調方式Ｃ、変調方式Ａ）または（変調方式Ａ、変調方式Ｃ）または（変調方式Ｃ、変調方式Ｂ）または（変調方式Ｂ、変調方式Ｃ）のいずれかの設定が可能な場合、ｕｂ＜ｕａの関係を満たすとよい。
（例２）
　図８４を用いて、例１とは異なる動作の例を説明する。なお、ｓ１（ｔ）は、変調方式６４ＱＡＭのベースバンド信号（マッピング後の信号）とし、マッピング方法は、図８６のとおりであり、ｋは式（８５）のとおりである。また、ｓ２（ｔ）は、変調方式１６ＱＡＭのベースバンド信号（マッピング後の信号）とし、マッピング方法は、図８０のとおりであり、ｇは式（７９）のとおりである。なお、ｔは時間であり、本実施の形態では、時間軸方向を例として説明する。
　パワー変更部（８４０１Ｂ）は、変調方式１６ＱＡＭのベースバンド信号（マッピング後の信号）３０７Ｂ、制御信号（８４００）を入力とし、制御信号（８４００）に基づき、設定したパワー変更のための値をｕとすると、変調方式１６ＱＡＭのベースバンド信号（マッピング後の信号）３０７Ｂをｕ倍した信号（８４０２Ｂ）を出力する。なお、ｕは実数とし、ｕ＜１．０とする。プリコーディング後の変調信号に対し、規則的に位相を変更する方法におけるプリコーディング行列をＦ、規則的に位相変更を行うための位相変更値をｙ（ｔ）（ｙ（ｔ）は絶対値が１の虚数（実数を含む）、つまり、ｅｊθ（ｔ）と表すことができる）とすると、式（８２）が成立する。
　したがって、６４ＱＡＭの平均電力と１６ＱＡＭの平均電力の比は１：ｕ２と設定することになる。これにより、図８３のような受信状態となるので、受信装置におけるデータの受信品質を向上させることができる。
　従来、送信電力制御は、一般的には、通信相手からのフィードバック情報に基づいて、送信電力の制御を行っている。本実施の形態では、通信相手からのフィードバック情報とは関係なく、送信電力を制御している点が、本発明の特徴となり、この点について、詳しく説明する。
　上述で、「制御信号（８４００）により、パワー変更のための値ｕを設定する」ことを述べたが、以下では、さらに受信装置におけるデータの受信品質を向上させるための、制御信号（８４００）によるパワー変更のための値ｕの設定手法について詳しく説明する。
（例２－１）
　送信装置が複数のブロック長（符号化後の１ブロックを構成しているビット数であり、符号長とも呼ばれる）の誤り訂正符号をサポートしている場合に、ｓ１及びｓ２の生成に用いられるデータに施された誤り訂正符号のブロック長に応じて、ｓ１およびｓ２の平均電力（平均値）を設定する方法について説明する。
　誤り訂正符号としては、例えば、テイルバイティングを行ったターボ符号またはデュオバイナリーターボ符号、および、ＬＤＰＣ符号、のようなブロック符号があり、多くの通信システム、または、放送システムでは、複数のブロック長がサポートされている。サポートされている複数のブロック長から選択されたブロック長の誤り訂正符号化が施された符号化後のデータは２系統に分配される。２系統に分配された符号化後のデータは、それぞれｓ１の変調方式とｓ２の変調方式で変調され、ベースバンド信号（マッピング後の信号）ｓ１（ｔ）及びｓ２（ｔ）が生成される。
　制御信号（８４００）は、上記の選択した誤り訂正符号のブロック長を示す信号であり、パワー変更部（８４０１Ｂ）は、制御信号（８４００）に応じてパワー変更のための値ｕを設定する。
　本発明の特徴は、パワー変更部（８４０１Ｂ）が、制御信号（８４００）が示す選択されたブロック長に応じてパワー変更のための値ｕを設定することである。ここでは、ブロック長Ｘに応じたパワー変更のための値をｕＬＸという形で記載することとする。
　例えば、ブロック長として１０００が選択された場合、パワー変更部（８４０１Ｂ）はパワー変更のための値ｕＬ１０００を設定し、ブロック長として１５００が選択された場合、パワー変更部（８４０１Ｂ）はパワー変更のための値ｕＬ１５００を設定し、ブロック長として３０００が選択された場合、パワー変更部（８４０１Ｂ）はパワー変更のための値ｕＬ３０００を設定する。このとき、例えば、ｕＬ１０００、ｕＬ１５００、ｕＬ３０００を、それぞれ異なる値とすることで、各符号長のときで、高い誤り訂正能力を得ることが可能であることがある。ただし、設定する符号長によっては、パワー変更のための値を変更しても効果を得ることができない場合がある。そのときは、符号長を変更しても、パワー変更のための値を変更する必要はない。（例えば、ｕＬ１０００＝ｕＬ１５００であることもある。重要なことは、（ｕＬ１０００、ｕＬ１５００、ｕＬ３０００）の中に、２つ以上の値が存在することである。）
　上述では、３つの符号長の場合を例に説明したがこれに限ったものではなく、送信装置において、符号長が２つ以上設定可能な際に、設定可能なパワー変更のための値が２つ以上存在し、符号長を設定した際、送信装置は、複数の設定可能なパワー変更のための値の中からいずれかのパワー変更のための値を選択し、パワー変更を行うことができることが重要な点である。
（例２－２）
　送信装置が複数の符号化率の誤り訂正符号をサポートしている場合に、ｓ１及びｓ２の生成に用いられるデータに施された誤り訂正符号の符号化率に応じて、ｓ１およびｓ２の平均電力（平均値）を設定する方法について説明する。
　誤り訂正符号としては、例えば、テイルバイティングを行ったターボ符号またはデュオバイナリーターボ符号、および、ＬＤＰＣ符号、のようなブロック符号があり、多くの通信システム、または、放送システムでは、複数の符号化率がサポートされている。サポートされている複数の符号化率から選択された符号化率の誤り訂正符号化が施された符号化後のデータは２系統に分配される。２系統に分配された符号化後のデータは、それぞれｓ１の変調方式とｓ２の変調方式で変調され、ベースバンド信号（マッピング後の信号）ｓ１（ｔ）及びｓ２（ｔ）が生成される。
　制御信号（８４００）は、上記の選択した誤り訂正符号の符号化率を示す信号であり、パワー変更部（８４０１Ｂ）は、制御信号（８４００）に応じてパワー変更のための値ｕを設定する。
　本発明の特徴は、パワー変更部（８４０１Ｂ）が、制御信号（８４００）が示す選択された符号化率に応じてパワー変更のための値ｕを設定することである。ここでは、符号化率ｒｘに応じたパワー変更のための値をｕｒｘという形で記載することとする。
　例えば、符号化率としてｒ１が選択された場合、パワー変更部（８４０１Ｂ）はパワー変更のための値ｕｒ１を設定し、符号化率としてｒ２が選択された場合、パワー変更部（８４０１Ｂ）はパワー変更のための値ｕｒ２を設定し、符号化率としてｒ３が選択された場合、パワー変更部（８４０１Ｂ）はパワー変更のための値ｕｒ３を設定する。このとき、例えば、ｕｒ１、ｕｒ２、ｕｒ３を、それぞれ異なる値とすることで、各符号化率のときで、高い誤り訂正能力を得ることが可能であることがある。ただし、設定する符号化率によっては、パワー変更のための値を変更しても効果を得ることができない場合がある。そのときは、符号化率を変更しても、パワー変更のための値を変更する必要はない。（例えば、ｕｒ１＝ｕｒ２であることもある。重要なことは、（ｕｒ１、ｕｒ２、ｕｒ３）の中に、２つ以上の値が存在することである。）
　なお、上記ｒ１、ｒ２、ｒ３の一例としては、誤り訂正符号がＬＤＰＣ符号の場合には、それぞれ１／２、２／３、３／４といった符号化率であることが考えられる。
　上述では、３つの符号化率の場合を例に説明したがこれに限ったものではなく、送信装置において、符号化率が２つ以上設定可能な際に、設定可能なパワー変更のための値が２つ以上存在し、符号化率を設定した際、送信装置は、複数の設定可能なパワー変更のための値の中からいずれかのパワー変更のための値を選択し、パワー変更を行うことができることが重要な点である。
（例２－３）
　受信装置がよりよいデータの受信品質を得るためには以下を実施することが重要となる。
　送信装置が複数の変調方式をサポートしている場合に、ｓ１及びｓ２の生成に用いられる変調方式に応じて、ｓ１およびｓ２の平均電力（平均値）を設定する方法について説明する。
　ここでは、例として、ｓ１の変調方式を６４ＱＡＭに固定するものとし、制御信号により、ｓ２の変調方式を１６ＱＡＭからＱＰＳＫに変更する（または、１６ＱＡＭ、ＱＰＳＫのいずれかの設定が可能な）場合について考える。ｓ１の変調方式を６４ＱＡＭとする場合、ｓ１（ｔ）のマッピング方法としては、図８６のとおりであり、図８６においてｋは式（８５）である。ｓ２の変調方式を１６ＱＡＭとする場合、ｓ２（ｔ）のマッピング方法としては、図８０のとおりであり、図８０においてｇは式（７９）であり、また、ｓ２（ｔ）の変調方式をＱＰＳＫとする場合、ｓ２（ｔ）のマッピング方法としては、図８１のとおりであり、図８１においてｈは式（７８）であるとする。
　このようなマッピングを行うと、１６ＱＡＭの場合とＱＰＳＫの場合とで平均電力（平均値）は等しくなる。
　図８４において、ｓ２の変調方式が１６ＱＡＭのときパワー変更部８４０１Ｂは、ｕ＝ｕ１６と設定し、ｓ２の変調方式がＱＰＳＫのときｕ＝ｕ４と設定するものとする。このとき、最小ユークリッド距離の関係から、ｕ４＜ｕ１６とすると、ｓ２の変調方式が１６ＱＡＭ、ＱＰＳＫのうちいずれの場合であっても、受信装置が高いデータの受信品質を得ることができる。
　なお、上述の説明において、「ｓ１の変調方式を６４ＱＡＭと固定」として説明したが、「ｓ２の変調方式を６４ＱＡＭと固定とし、ｓ１の変調方式を１６ＱＡＭからＱＰＳＫに変更（１６ＱＡＭ、ＱＰＳＫいずれかに設定）」しても、ｕ４＜ｕ１６とするとよい（例１－３での説明と同様に考えればよい。）。（なお、１６ＱＡＭのときにパワー変更のために乗算された値がｕ１６であり、ＱＰＳＫのときにパワー変更のために乗算された値がｕ４であり、６４ＱＡＭはパワー変更が行われないものとする。）また、（ｓ１の変調方式、ｓ２の変調方式）のセットを、（６４ＱＡＭ、１６ＱＡＭ）または（１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ）または（６４ＱＡＭ、ＱＰＳＫ）または（ＱＰＳＫ、６４ＱＡＭ）のいずれかの設定が可能な場合、ｕ４＜ｕ１６の関係を満たすとよい。
　以下、上述の内容を、一般化した場合について説明する。
　ｓ１の変調方式を固定とし、Ｉ－Ｑ平面における信号点の数がｃ個の変調方式Ｃとする。また、ｓ２の変調方式として、Ｉ－Ｑ平面における信号点の数がａ個の変調方式ＡとＩ－Ｑ平面における信号点の数がｂ個の変調方式Ｂ（ｃ＞ｂ＞ａ）のいずれかの設定が可能であるとする。（ただし、変調方式Ａのｓ２時点の平均電力値（平均値）と変調方式Ｂのｓ２時点の平均電力値（平均値）とは等しいものとする。）
　このとき、ｓ２の変調方式として、変調方式Ａを設定したときに、設定するパワー変更のための値をｕａとする。また、ｓ２の変調方式として、変調方式Ｂを設定したときに、設定するパワー変更のための値をｕｂとする。このとき、ｕａ＜ｕｂとすると、受信装置が高いデータの受信品質を得ることができる。
　固定の変調方式（ここでは、変調方式Ｃ）に対しては、パワー変更を行わず、複数の設定可能な変調方式（ここでは、変調方式Ａと変調方式Ｂ）に対し、パワー変更を行うものと考える。すると、「ｓ２の変調方式を変調方式Ｃに固定し、ｓ１の変調方式を変調方式Ａから変調方式Ｂに変更（変調方式Ａ、変調方式Ｂいずれかに設定）」する場合でも、ｕａ＜ｕｂとするとよい。また、（ｓ１の変調方式、ｓ２の変調方式）のセットを、（変調方式Ｃ、変調方式Ａ）または（変調方式Ａ、変調方式Ｃ）または（変調方式Ｃ、変調方式Ｂ）または（変調方式Ｂ、変調方式Ｃ）のいずれかの設定が可能な場合、ｕａ＜ｕｂの関係を満たすとよい。
（例３）
　図８４を用いて、例１とは異なる動作の例を説明する。なお、ｓ１（ｔ）は、変調方式１６ＱＡＭのベースバンド信号（マッピング後の信号）とし、マッピング方法は、図８０のとおりであり、ｇは式（７９）のとおりである。また、ｓ２（ｔ）は、変調方式６４ＱＡＭのベースバンド信号（マッピング後の信号）とし、マッピング方法は、図８６のとおりであり、ｋは式（８５）のとおりである。なお、ｔは時間であり、本実施の形態では、時間軸方向を例として説明する。
　パワー変更部（８４０１Ｂ）は、変調方式６４ＱＡＭのベースバンド信号（マッピング後の信号）３０７Ｂ、制御信号（８４００）を入力とし、制御信号（追加４００）に基づき、設定したパワー変更のための値をｕとすると、変調方式６４ＱＡＭのベースバンド信号（マッピング後の信号）３０７Ｂをｕ倍した信号（８４０２Ｂ）を出力する。なお、ｕは実数とし、ｕ＞１．０とする。プリコーディング後の変調信号に対し、規則的に位相を変更する方法におけるプリコーディング行列をＦ、規則的に位相変更を行うための位相変更値をｙ（ｔ）（ｙ（ｔ）は絶対値が１の虚数（実数を含む）、つまり、ｅｊθ（ｔ）と表すことができる）とすると、式（８２）が成立する。
　したがって、１６ＱＡＭの平均電力と６４ＱＡＭの平均電力の比は１：ｕ２と設定することになる。これにより、図８３のような受信状態となるので、受信装置におけるデータの受信品質を向上させることができる。
　従来、送信電力制御は、一般的には、通信相手からのフィードバック情報に基づいて、送信電力の制御を行っている。本実施の形態では、通信相手からのフィードバック情報とは関係なく、送信電力を制御している点が、本発明の特徴となり、この点について、詳しく説明する。
　上述で、「制御信号（８４００）により、パワー変更のための値ｕを設定する」ことを述べたが、以下では、さらに受信装置におけるデータの受信品質を向上させるための、制御信号（８４００）によるパワー変更のための値ｕの設定手法について詳しく説明する。
（例３－１）
　送信装置が複数のブロック長（符号化後の１ブロックを構成しているビット数であり、符号長とも呼ばれる）の誤り訂正符号をサポートしている場合に、ｓ１及びｓ２の生成に用いられるデータに施された誤り訂正符号のブロック長に応じて、ｓ１およびｓ２の平均電力（平均値）を設定する方法について説明する。
　誤り訂正符号としては、例えば、テイルバイティングを行ったターボ符号またはデュオバイナリーターボ符号、および、ＬＤＰＣ符号、のようなブロック符号があり、多くの通信システム、または、放送システムでは、複数のブロック長がサポートされている。サポートされている複数のブロック長から選択されたブロック長の誤り訂正符号化が施された符号化後のデータは２系統に分配される。２系統に分配された符号化後のデータは、それぞれｓ１の変調方式とｓ２の変調方式で変調され、ベースバンド信号（マッピング後の信号）ｓ１（ｔ）及びｓ２（ｔ）が生成される。
　制御信号（８４００）は、上記の選択した誤り訂正符号のブロック長を示す信号であり、パワー変更部（８４０１Ｂ）は、制御信号（８４００）に応じてパワー変更のための値ｕを設定する。
　本発明の特徴は、パワー変更部（８４０１Ｂ）が、制御信号（８４００）が示す選択されたブロック長に応じてパワー変更のための値ｕを設定することである。ここでは、ブロック長Ｘに応じたパワー変更のための値をｕＬＸという形で記載することとする。
　例えば、ブロック長として１０００が選択された場合、パワー変更部（８４０１Ｂ）はパワー変更のための値ｕＬ１０００を設定し、ブロック長として１５００が選択された場合、パワー変更部（８４０１Ｂ）はパワー変更のための値ｕＬ１５００を設定し、ブロック長として３０００が選択された場合、パワー変更部（８４０１Ｂ）はパワー変更のための値ｕＬ３０００を設定する。このとき、例えば、ｕＬ１０００、ｕＬ１５００、ｕＬ３０００を、それぞれ異なる値とすることで、各符号長のときで、高い誤り訂正能力を得ることが可能であることがある。ただし、設定する符号長によっては、パワー変更のための値を変更しても効果を得ることができない場合がある。そのときは、符号長を変更しても、パワー変更のための値を変更する必要はない。（例えば、ｕＬ１０００＝ｕＬ１５００であることもある。重要なことは、（ｕＬ１０００、ｕＬ１５００、ｕＬ３０００）の中に、２つ以上の値が存在することである。）
　上述では、３つの符号長の場合を例に説明したがこれに限ったものではなく、送信装置において、符号長が２つ以上設定可能な際に、設定可能なパワー変更のための値が２つ以上存在し、符号長を設定した際、送信装置は、複数の設定可能なパワー変更のための値の中からいずれかのパワー変更のための値を選択し、パワー変更を行うことができることが重要な点である。
（例３－２）
　送信装置が複数の符号化率の誤り訂正符号をサポートしている場合に、ｓ１及びｓ２の生成に用いられるデータに施された誤り訂正符号の符号化率に応じて、ｓ１およびｓ２の平均電力（平均値）を設定する方法について説明する。
　誤り訂正符号としては、例えば、テイルバイティングを行ったターボ符号またはデュオバイナリーターボ符号、および、ＬＤＰＣ符号、のようなブロック符号があり、多くの通信システム、または、放送システムでは、複数の符号化率がサポートされている。サポートされている複数の符号化率から選択された符号化率の誤り訂正符号化が施された符号化後のデータは２系統に分配される。２系統に分配された符号化後のデータは、それぞれｓ１の変調方式とｓ２の変調方式で変調され、ベースバンド信号（マッピング後の信号）ｓ１（ｔ）及びｓ２（ｔ）が生成される。
　制御信号（８４００）は、上記の選択した誤り訂正符号の符号化率を示す信号であり、パワー変更部（８４０１Ｂ）は、制御信号（８４００）に応じてパワー変更のための値ｕを設定する。
　本発明の特徴は、パワー変更部（８４０１Ｂ）が、制御信号（８４００）が示す選択された符号化率に応じてパワー変更のための値ｕを設定することである。ここでは、符号化率ｒｘに応じたパワー変更のための値をｕｒｘという形で記載することとする。
　例えば、符号化率としてｒ１が選択された場合、パワー変更部（８４０１Ｂ）はパワー変更のための値ｕｒ１を設定し、符号化率としてｒ２が選択された場合、パワー変更部（８４０１Ｂ）はパワー変更のための値ｕｒ２を設定し、符号化率としてｒ３が選択された場合、パワー変更部（８４０１Ｂ）はパワー変更のための値ｕｒ３を設定する。このとき、例えば、ｕｒ１、ｕｒ２、ｕｒ３を、それぞれ異なる値とすることで、各符号化率のときで、高い誤り訂正能力を得ることが可能であることがある。ただし、設定する符号化率によっては、パワー変更のための値を変更しても効果を得ることができない場合がある。そのときは、符号化率を変更しても、パワー変更のための値を変更する必要はない。（例えば、ｕｒ１＝ｕｒ２であることもある。重要なことは、（ｕｒ１、ｕｒ２、ｕｒ３）の中に、２つ以上の値が存在することである。）
　なお、上記ｒ１、ｒ２、ｒ３の一例としては、誤り訂正符号がＬＤＰＣ符号の場合には、それぞれ１／２、２／３、３／４といった符号化率であることが考えられる。
　上述では、３つの符号化率の場合を例に説明したがこれに限ったものではなく、送信装置において、符号化率が２つ以上設定可能な際に、設定可能なパワー変更のための値が２つ以上存在し、符号化率を設定した際、送信装置は、複数の設定可能なパワー変更のための値の中からいずれかのパワー変更のための値を選択し、パワー変更を行うことができることが重要な点である。
（例３－３）
　受信装置がよりよいデータの受信品質を得るためには以下を実施することが重要となる。
　送信装置が複数の変調方式をサポートしている場合に、ｓ１及びｓ２の生成に用いられる変調方式に応じて、ｓ１およびｓ２の平均電力（平均値）を設定する方法について説明する。
　ここでは、例として、ｓ１の変調方式を１６ＱＡＭに固定するものとし、制御信号により、ｓ２の変調方式を６４ＱＡＭからＱＰＳＫに変更する（または、６４ＱＡＭ、ＱＰＳＫのいずれかの設定が可能な）場合について考える。ｓ１の変調方式を１６ＱＡＭとする場合、ｓ２（ｔ）のマッピング方法としては、図８０のとおりであり、図８０においてｇは式（７９）である。ｓ２の変調方式を６４ＱＡＭとする場合、ｓ１（ｔ）のマッピング方法としては、図８６のとおりであり、図８６においてｋは式（８５）であり、また、ｓ２（ｔ）の変調方式をＱＰＳＫとする場合、ｓ２（ｔ）のマッピング方法としては、図８１のとおりであり、図８１においてｈは式（７８）であるとする。
　このようなマッピングを行うと、１６ＱＡＭの場合とＱＰＳＫの場合とで平均電力は等しくなる。
　図８４において、ｓ２の変調方式が６４ＱＡＭのときｕ＝ｕ６４設定し、ｓ２の変調方式がＱＰＳＫのときｕ＝ｕ４と設定するものとする。このとき、最小ユークリッド距離の関係から、ｕ４＜ｕ６４とすると、ｓ２の変調方式が１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭいずれのときも、受信装置が高いデータの受信品質を得ることができる。
　なお、上述の説明において、「ｓ１の変調方式を１６ＱＡＭに固定」するとして説明したが、「ｓ２の変調方式を１６ＱＡＭに固定し、ｓ１の変調方式を６４ＱＡＭからＱＰＳＫに変更（６４ＱＡＭ、ＱＰＳＫいずれかに設定）」した場合であっても、ｕ４＜ｕ６４とするとよい（例１－３での説明と同様に考えればよい。）。（なお、６４ＱＡＭのときにパワー変更のために乗算された値がｕ６４であり、ＱＰＳＫのときにパワー変更のために乗算された値がｕ４であり、１６ＱＡＭはパワー変更が行われないものとする。）また、（ｓ１の変調方式、ｓ２の変調方式）のセットを、（１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ）または（６４ＱＡＭ、１６ＱＡＭ）または（１６ＱＡＭ、ＱＰＳＫ）または（ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ）のいずれかの設定が可能な場合、ｕ４＜ｕ６４の関係を満たすとよい。
　以下、上述の内容を、一般化した場合について説明する。
　ｓ１の変調方式を固定とし、Ｉ－Ｑ平面における信号点の数がｃ個の変調方式Ｃとする。また、ｓ２の変調方式として、Ｉ－Ｑ平面における信号点の数がａ個の変調方式ＡとＩ－Ｑ平面における信号点の数がｂ個の変調方式Ｂ（ｃ＞ｂ＞ａ）のいずれかの設定が可能であるとする。（ただし、変調方式Ａのｓ２時点の平均電力値（平均値）と変調方式Ｂのｓ２時点の平均電力値（平均値）とは等しいものとする。）
　このとき、ｓ２の変調方式として、変調方式Ａを設定したときに、設定するパワー変更のための値をｕａとする。また、ｓ２の変調方式として、変調方式Ｂを設定したときに、設定するパワー変更のための値をｕｂとする。このとき、ｕａ＜ｕｂとすると、受信装置が高いデータの受信品質を得ることができる。
　固定の変調方式（ここでは、変調方式Ｃ）に対しては、パワー変更を行わず、複数の設定可能な変調方式（ここでは、変調方式Ａと変調方式Ｂ）に対し、パワー変更を行うものと考える。すると、「ｓ２の変調方式を変調方式Ｃに固定し、ｓ１の変調方式を変調方式Ａから変調方式Ｂに変更（変調方式Ａ、変調方式Ｂいずれかに設定）」する場合でも、ｕａ＜ｕｂとするとよい。また、（ｓ１の変調方式、ｓ２の変調方式）のセットを、（変調方式Ｃ、変調方式Ａ）または（変調方式Ａ、変調方式Ｃ）または（変調方式Ｃ、変調方式Ｂ）または（変調方式Ｂ、変調方式Ｃ）のいずれかの設定が可能な場合、ｕａ＜ｕｂの関係を満たすとよい。
（例４）
　上述では、ｓ１、ｓ２のうち、一方のパワーを変更する場合について述べたが、ここでは、ｓ１、ｓ２の両者のパワーを変更する場合について説明する。
　図８５を用いて、動作の一例を説明する。なお、ｓ１（ｔ）は、変調方式ＱＰＳＫのベースバンド信号（マッピング後の信号）とし、マッピング方法は、図８１のとおりであり、ｈは式（７８）のとおりである。また、ｓ２（ｔ）は、変調方式１６ＱＡＭのベースバンド信号（マッピング後の信号）とし、マッピング方法は、図８０のとおりであり、ｇは式（７９）のとおりである。なお、ｔは時間であり、本実施の形態では、時間軸方向を例として説明する。
　パワー変更部（８４０１Ａ）は、変調方式ＱＰＳＫのベースバンド信号（マッピング後の信号）３０７Ａ、制御信号（８４００）を入力とし、制御信号（８４００）に基づき、設定したパワー変更のための値をｖとすると、変調方式ＱＰＳＫのベースバンド信号（マッピング後の信号）３０７Ａをｖ倍した信号（８４０２Ａ）を出力する。
　パワー変更部（８４０１Ｂ）は、変調方式１６ＱＡＭのベースバンド信号（マッピング後の信号）３０７Ｂ、制御信号（８４００）を入力とし、制御信号（８４００）に基づき、設定したパワー変更のための値をｕとすると、変調方式１６ＱＡＭのベースバンド信号（マッピング後の信号）３０７Ｂをｕ倍した信号（８４０２Ｂ）を出力する。そして、ｕ＝ｖ×ｗ（ｗ＞１．０）とする。
　規則的に位相を変更する方法におけるプリコーディング行列をＦ［ｔ］とすると、次式（８７）が成立する。
　プリコーディング後の変調信号に対し、規則的に位相を変更する方法におけるプリコーディング行列をＦ、規則的に位相変更を行うための位相変更値をｙ（ｔ）（ｙ（ｔ）は絶対値が１の虚数（実数を含む）、つまりｅｊθ（ｔ）と表すことができる）とすると、次式（８７）が成立する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000087
　したがって、ＱＰＳＫの平均電力と１６ＱＡＭの平均電力の比はｖ２：ｕ２＝ｖ２：ｖ２×ｗ２＝１：ｗ２と設定することになる。これにより、図８３のような受信状態となるので、受信装置におけるデータの受信品質を向上させることができる。
　なお、式（８３）、式（８４）を考慮すると、ＱＰＳＫの平均電力と１６ＱＡＭの平均電力の比はｖ２：ｕ２＝ｖ２：ｖ２×ｗ２＝１：ｗ２＝１：５あるいはＱＰＳＫの平均電力と１６ＱＡＭの平均電力の比はｖ２：ｕ２＝ｖ２：ｖ２×ｗ２＝１：ｗ２＝１：２が有効な例として考えられるが、システムとして求められる要求条件によって、適宜設定することが可能である。
　従来、送信電力制御は、一般的に、通信相手からのフィードバック情報に基づいて、送信電力の制御を行っている。本実施の形態では、通信相手からのフィードバック情報とは関係なく、送信電力を制御している点が、本発明の特徴となり、この点について、詳しく説明する。
　上述で、「制御信号（８４００）により、パワー変更のための値ｖ、ｕを設定する」ことを述べたが、以下では、さらに受信装置におけるデータの受信品質を向上させるための、制御信号（８４００）によるパワー変更のための値ｖ、ｕを設定について詳しく説明する。
（例４－１）
　送信装置が複数のブロック長（符号化後の１ブロックを構成しているビット数であり、符号長とも呼ばれる）の誤り訂正符号をサポートしている場合に、ｓ１及びｓ２の生成に用いられるデータに施された誤り訂正符号のブロック長に応じて、ｓ１およびｓ２の平均電力（平均値）を設定する方法について説明する。
　誤り訂正符号としては、例えば、テイルバイティングを行ったターボ符号またはデュオバイナリーターボ符号、および、ＬＤＰＣ符号、のようなブロック符号があり、多くの通信システム、または、放送システムでは、複数のブロック長がサポートされている。サポートされている複数のブロック長から選択されたブロック長の誤り訂正符号化が施された符号化後のデータは２系統に分配される。２系統に分配された符号化後のデータは、それぞれｓ１の変調方式とｓ２の変調方式で変調され、ベースバンド信号（マッピング後の信号）ｓ１（ｔ）及びｓ２（ｔ）が生成される。
　制御信号（８４００）は、上記の選択した誤り訂正符号のブロック長を示す信号であり、パワー変更部（８４０１Ａ）は、制御信号（８４００）に応じてパワー変更のための値ｖを設定する。同様にパワー変更部（８４０１Ｂ）は、制御信号（８４００）に応じてパワー変更のための値ｕを設定する。
　本発明の特徴は、パワー変更部（８４０１Ａ、８４０１Ｂ）が、制御信号（８４００）が示す選択されたブロック長に応じてパワー変更のための値ｖ、ｕを設定することである。ここでは、ブロック長Ｘに応じたパワー変更のための値をそれぞれ、ｖＬＸ、ｕＬＸという形で記載することとする。
　例えば、ブロック長として１０００が選択された場合、パワー変更部（８４０１Ａ）はパワー変更のための値ｖＬ１０００を設定し、ブロック長として１５００が選択された場合、パワー変更部（８４０１Ａ）はパワー変更のための値ｖＬ１５００を設定し、ブロック長として３０００が選択された場合、パワー変更部（８４０１Ａ）はパワー変更のための値ｖＬ３０００を設定する。
　一方、ブロック長として１０００が選択された場合、パワー変更部（８４０１Ｂ）はパワー変更のための値ｕＬ１０００を設定し、ブロック長として１５００が選択された場合、パワー変更部（８４０１Ｂ）はパワー変更のための値ｕＬ１５００を設定し、ブロック長として３０００が選択された場合、パワー変更部（８４０１Ｂ）はパワー変更のための値ｕＬ３０００を設定する。
　このとき、例えば、ｖＬ１０００、ｖＬ１５００、ｖＬ３０００を、それぞれ異なる値とすることで、各符号長のときで、高い誤り訂正能力を得ることが可能であることがある。同様に、ｕＬ１０００、ｕＬ１５００、ｕＬ３０００を、それぞれ異なる値とすることで、各符号長のときで、高い誤り訂正能力を得ることが可能であることがある。ただし、設定する符号長によっては、パワー変更のための値を変更しても効果を得ることができない場合がある。そのときは、符号長を変更しても、パワー変更のための値を変更する必要はない。（例えば、ｕＬ１０００＝ｕＬ１５００であることもあり、また、ｖＬ１０００＝ｖＬ１５００であることもある。重要なことは、（ｖＬ１０００、ｖＬ１５００、ｖＬ３０００）のセットの中に、２つ以上の値が存在することである。また、（ｕＬ１０００、ｕＬ１５００、ｕＬ３０００）のセットの中に、２つ以上の値が存在することである。）なお、ｖＬＸとｕＬＸとが、平均電力値の比、１：ｗ２を満たすように設定されるのは上述したとおりである。
　上述では、３つの符号長の場合を例に説明したがこれに限ったものではなく、送信装置において、符号長が２つ以上設定可能な際に、設定可能なパワー変更のための値ｕＬＸが２つ以上の存在し、符号長を設定した際、送信装置は、複数の設定可能なパワー変更のための値ｕＬＸの中からいずれかのパワー変更のための値を選択し、パワー変更を行うことができることが一つの重要な点であり、また、送信装置において、符号長が２つ以上設定可能な際に、設定可能なパワー変更のための値ｖＬＸが２つ以上の存在し、符号長を設定した際、送信装置は、複数の設定可能なパワー変更のための値ｖＬＸの中からいずれかのパワー変更のための値を選択し、パワー変更を行うことができることも重要な点である。
（例４－２）
　送信装置が複数の符号化率の誤り訂正符号をサポートしている場合に、ｓ１及びｓ２の生成に用いられるデータに施された誤り訂正符号の符号化率に応じて、ｓ１およびｓ２の平均電力（平均値）を設定する方法について説明する。
　誤り訂正符号としては、例えば、テイルバイティングを行ったターボ符号またはデュオバイナリーターボ符号、および、ＬＤＰＣ符号、のようなブロック符号があり、多くの通信システム、または、放送システムでは、複数の符号化率がサポートされている。サポートされている複数の符号化率から選択された符号化率の誤り訂正符号化が施された符号化後のデータは２系統に分配される。２系統に分配された符号化後のデータは、それぞれｓ１の変調方式とｓ２の変調方式で変調され、ベースバンド信号（マッピング後の信号）ｓ１（ｔ）及びｓ２（ｔ）が生成される。
　制御信号（８４００）は、上記の選択した誤り訂正符号の符号化率を示す信号であり、パワー変更部（８４０１Ａ）は、制御信号（８４００）に応じてパワー変更のための値ｖを設定する。また、パワー変更部（８４０１Ｂ）は、制御信号（８４００）に応じてパワー変更のための値ｕを設定する。
　本発明の特徴は、パワー変更部（８４０１Ａ、８４０１Ｂ）が、制御信号（８４００）が示す選択された符号化率に応じてパワー変更のための値ｖ、ｕを設定することである。ここでは、符号化率ｒｘに応じたパワー変更のための値をそれぞれ、ｖｒｘ、ｕｒｘという形で記載することとする。
　例えば、符号化率としてｒ１が選択された場合、パワー変更部（８４０１Ａ）はパワー変更のための値ｖｒ１を設定し、符号化率としてｒ２が選択された場合、パワー変更部（８４０１Ａ）はパワー変更のための値ｖｒ２を設定し、符号化率としてｒ３が選択された場合、パワー変更部（８４０１Ａ）はパワー変更のための値ｖｒ３を設定する。
　また、符号化率としてｒ１が選択された場合、パワー変更部（８４０１Ｂ）はパワー変更のための値ｕｒ１を設定し、符号化率としてｒ２が選択された場合、パワー変更部（８４０１Ｂ）はパワー変更のための値ｕｒ２を設定し、符号化率としてｒ３が選択された場合、パワー変更部（８４０１Ｂ）はパワー変更のための値ｕｒ３を設定する。
　このとき、例えば、ｖｒ１、ｖｒ２、ｖｒ３を、それぞれ異なる値とすることで、各符号化率のときで、高い誤り訂正能力を得ることが可能であることがある。同様に、ｕｒ１、ｕｒ２、ｕｒ３を、それぞれ異なる値とすることで、各符号化率のときで、高い誤り訂正能力を得ることが可能であることがある。ただし、設定する符号化率によっては、パワー変更のための値を変更しても効果を得ることができない場合がある。そのときは、符号化率を変更しても、パワー変更のための値を変更する必要はない。（例えば、ｖｒ１＝ｖｒ２であることもあり、また、ｕｒ１＝ｕｒ２であることもある。重要なことは、（ｖｒ１、ｖｒ２、ｖｒ３）のセットの中に、２つ以上の値が存在することである。また、（ｕｒ１、ｕｒ２、ｕｒ３）のセットの中に、２つ以上の値が存在することである。）なお、ｖｒＸとｕｒＸとが、平均電力値の比、１：ｗ２を満たすように設定されるのは上述したとおりである。
　また、上記ｒ１、ｒ２、ｒ３の一例としては、誤り訂正符号がＬＤＰＣ符号の場合には、それぞれ１／２、２／３、３／４といった符号化率であることが考えられる。
　上述では、３つの符号化率の場合を例に説明したがこれに限ったものではなく、送信装置において、符号化率が２つ以上設定可能な際に、設定可能なパワー変更のための値ｕｒｘが２つ以上の存在し、符号化率を設定した際、送信装置は、複数の設定可能なパワー変更のための値ｕｒｘの中からいずれかのパワー変更のための値を選択し、パワー変更を行うことができることが重要な点であり、また、送信装置において、符号化率が２つ以上設定可能な際に、設定可能なパワー変更のための値ｖｒＸが２つ以上の存在し、符号化率を設定した際、送信装置は、複数の設定可能なパワー変更のための値ｖｒＸの中からいずれかのパワー変更のための値を選択し、パワー変更を行うことができることも重要な点である。
（例４－３）
　受信装置がよりよいデータの受信品質を得るためには以下を実施することが重要となる。
　送信装置が複数の変調方式をサポートしている場合に、ｓ１及びｓ２の生成に用いられる変調方式に応じて、ｓ１およびｓ２の平均電力（平均値）を設定する方法について説明する。
　ここでは、例として、ｓ１の変調方式をＱＰＳＫに固定とし、制御信号により、ｓ２の変調方式を１６ＱＡＭから６４ＱＡＭに変更する（または、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭのいずれかの設定が可能な）場合について考える。ｓ１の変調方式をＱＰＳＫとする場合、ｓ１（ｔ）のマッピング方法としては、図８１のとおりであり、図８１においてｈは式（７８）である。ｓ２の変調方式を１６ＱＡＭとする場合、ｓ２（ｔ）のマッピング方法としては、図８０のとおりであり、図８０においてｇは式（７９）であり、また、ｓ２（ｔ）の変調方式を６４ＱＡＭとする場合、ｓ２（ｔ）のマッピング方法としては、図８６のとおりであり、図８６においてｋは式（８５）であるとする。
　図８５において、ｓ１の変調方式をＱＰＳＫとし、ｓ２の変調方式が１６ＱＡＭとしたとき、ｖ＝αとし、ｕ＝α×ｗ１６設定するものとする。このとき、ＱＰＳＫの平均電力と１６ＱＡＭの平均電力の比はｖ２：ｕ２＝α２：α２×ｗ１６ ２＝１：ｗ１６ ２となる。
　そして、図８５において、ｓ１の変調方式をＱＰＳＫとしｓ２の変調方式が６４ＱＡＭとしたとき、ｖ＝βとし、ｕ＝β×ｗ６４設定するものとする。このとき、ＱＰＳＫの平均電力と６４ＱＡＭの平均電力の比はｖ：ｕ＝β２：β２×ｗ６４ ２＝１：ｗ６４ ２となる。このとき、最小ユークリッド距離の関係から、１．０＜ｗ１６＜ｗ６４とすると、ｓ２の変調方式が１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭいずれのときも、受信装置が高いデータの受信品質を得ることができる。
　なお、上述の説明において、「ｓ１の変調方式をＱＰＳＫに固定」するとして説明したが、「ｓ２の変調方式をＱＰＳＫに固定する」ことが考えられる。このとき、固定の変調方式（ここでは、ＱＰＳＫ）に対しては、パワー変更を行わず、複数の設定可能な変調方式（ここでは、１６ＱＡＭと６４ＱＡＭ）に対し、パワー変更を行うものとする。すると、固定の変調方式（ここでは、ＱＰＳＫ）をｓ２に設定したとき、以下の関係式（８８）が成立する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000088
　すると、「ｓ２の変調方式をＱＰＳＫに固定し、ｓ１の変調方式を１６ＱＡＭから６４ＱＡＭに変更（１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭいずれかに設定）」しても、１．０＜ｗ１６＜ｗ６４とするとよい。（なお、１６ＱＡＭのときにパワー変更のために乗算された値がｕ＝α×ｗ１６であり、６４ＱＡＭのときにパワー変更のために乗算された値がｕ＝β×ｗ６４であり、ＱＰＳＫのパワー変更のための値は、複数の設定可能な変調方式が１６ＱＡＭのときｖ＝αであり、複数の設定可能な変調方式が６４ＱＡＭのときｖ＝βとなる。）また、（ｓ１の変調方式、ｓ２の変調方式）のセットを、（ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ）または（１６ＱＡＭ、ＱＰＳＫ）または（ＱＰＳＫ、６４ＱＡＭ）または（６４ＱＡＭ、ＱＰＳＫ）のいずれかの設定が可能な場合、１．０＜ｗ１６＜ｗ６４の関係を満たすとよい。
　以下、上述の内容を、一般化した場合について説明する。
　一般化した場合、ｓ１の変調方式を固定とし、Ｉ－Ｑ平面における信号点の数がｃ個の変調方式Ｃとする。ｓ２の変調方式として、Ｉ－Ｑ平面における信号点の数がａ個の変調方式ＡとＩ－Ｑ平面における信号点の数がｂ個の変調方式Ｂ（ａ＞ｂ＞ｃ）のいずれかの設定が可能であるとする。このとき、ｓ１の変調方式が変調方式Ｃでその平均電力とｓ２の変調方式として、変調方式Ａを設定したときの、その平均電力の比を１：ｗａ ２とする。ｓ１の変調方式が変調方式Ｃでその平均電力とｓ２の変調方式として、変調方式Ｂを設定したときの、その平均電力の比を１：ｗｂ ２とする。このとき、ｗｂ＜ｗａとすると、受信装置が高いデータの受信品質を得ることができる。
　したがって、上述の例では「ｓ１の変調方式を変調方式Ｃに固定」するとして説明したが、「ｓ２の変調方式を変調方式Ｃに固定し、ｓ１の変調方式を変調方式Ａから変調方式Ｂに変更（変調方式Ａ、変調方式Ｂいずれかに設定）」した場合であっても、平均電力に関し、ｗｂ＜ｗａとするとよい。（このとき、上述と同様に、変調方式Ｃの平均電力を１とした場合、変調方式Ａの平均電力がｗａ ２であり、変調方式Ｂの平均電力がｗｂ ２である。）また、（ｓ１の変調方式、ｓ２の変調方式）のセットを、（変調方式Ｃ、変調方式Ａ）または（変調方式Ａ、変調方式Ｃ）または（変調方式Ｃ、変調方式Ｂ）または（変調方式Ｂ、変調方式Ｃ）のいずれかの設定が可能な場合、平均電力に関し、ｗｂ＜ｗａの関係を満たすとよい。
（例５）
　図８５を用いて、例４とは異なる動作の例を説明する。なお、ｓ１（ｔ）は、変調方式６４ＱＡＭのベースバンド信号（マッピング後の信号）とし、マッピング方法は、図８６のとおりであり、ｋは式（８５）のとおりである。また、ｓ２（ｔ）は、変調方式１６ＱＡＭのベースバンド信号（マッピング後の信号）とし、マッピング方法は、図８０のとおりであり、ｇは式（７９）のとおりである。なお、ｔは時間であり、本実施の形態では、時間軸方向を例として説明する。
　パワー変更部（８４０１Ａ）は、変調方式６４ＱＡＭのベースバンド信号（マッピング後の信号）３０７Ａ、制御信号（８４００）を入力とし、制御信号（８４００）に基づき、設定したパワー変更のための値をｖとすると、変調方式６４ＱＡＭのベースバンド信号（マッピング後の信号）３０７Ａをｖ倍した信号（８４０２Ａ）を出力する。
　パワー変更部（８４０１Ｂ）は、変調方式１６ＱＡＭのベースバンド信号（マッピング後の信号）３０７Ｂ、制御信号（８４００）を入力とし、制御信号（８４００）に基づき、設定したパワー変更のための値をｕとすると、変調方式１６ＱＡＭのベースバンド信号（マッピング後の信号）３０７Ｂをｕ倍した信号（８４０２Ｂ）を出力する。そして、ｕ＝ｖ×ｗ（ｗ＜１．０）とする。
　プリコーディング後の変調信号に対し、規則的に位相を変更する方法におけるプリコーディング行列をＦ、規則的に位相変更を行うための位相変更値をｙ（ｔ）（ｙ（ｔ）は絶対値が１の虚数（実数を含む）、つまりｅｊθ（ｔ）と表すことができる）とすると、上述の式（８７）が成立する。
　したがって、６４ＱＡＭの平均電力と１６ＱＡＭの平均電力の比はｖ２：ｕ２＝ｖ２：ｖ２×ｗ２＝１：ｗ２と設定することになる。これにより、図８３のような受信状態となるので、受信装置におけるデータの受信品質を向上させることができる。
　従来、送信電力制御は、一般的に、通信相手からのフィードバック情報に基づいて、送信電力の制御を行っている。本実施の形態では、通信相手からのフィードバック情報とは関係なく、送信電力を制御している点が、本発明の特徴となり、この点について、詳しく説明する。
　上述で、「制御信号（８４００）により、パワー変更のための値ｖ、ｕを設定する」ことを述べたが、以下では、さらに受信装置におけるデータの受信品質を向上させるための、制御信号（８４００）によるパワー変更のための値ｖ、ｕを設定について詳しく説明する。
（例５－１）
　送信装置が複数のブロック長（符号化後の１ブロックを構成しているビット数であり、符号長とも呼ばれる）の誤り訂正符号をサポートしている場合に、ｓ１及びｓ２の生成に用いられるデータに施された誤り訂正符号のブロック長に応じて、ｓ１およびｓ２の平均電力（平均値）を設定する方法について説明する。
　誤り訂正符号としては、例えば、テイルバイティングを行ったターボ符号またはデュオバイナリーターボ符号、および、ＬＤＰＣ符号、のようなブロック符号があり、多くの通信システム、または、放送システムでは、複数のブロック長がサポートされている。サポートされている複数のブロック長から選択されたブロック長の誤り訂正符号化が施された符号化後のデータは２系統に分配される。２系統に分配された符号化後のデータは、それぞれｓ１の変調方式とｓ２の変調方式で変調され、ベースバンド信号（マッピング後の信号）ｓ１（ｔ）及びｓ２（ｔ）が生成される。
　制御信号（８４００）は、上記の選択した誤り訂正符号のブロック長を示す信号であり、パワー変更部（８４０１Ａ）は、制御信号（８４００）に応じてパワー変更のための値ｖを設定する。同様にパワー変更部（８４０１Ｂ）は、制御信号（８４００）に応じてパワー変更のための値ｕを設定する。
　本発明の特徴は、パワー変更部（８４０１Ａ、８４０１Ｂ）が、制御信号（８４００）が示す選択されたブロック長に応じてパワー変更のための値ｖ、ｕを設定することである。ここでは、ブロック長Ｘに応じたパワー変更のための値をそれぞれ、ｖＬＸ、ｕＬＸという形で記載することとする。
　例えば、ブロック長として１０００が選択された場合、パワー変更部（８４０１Ａ）はパワー変更のための値ｖＬ１０００を設定し、ブロック長として１５００が選択された場合、パワー変更部（８４０１Ａ）はパワー変更のための値ｖＬ１５００を設定し、ブロック長として３０００が選択された場合、パワー変更部（８４０１Ａ）はパワー変更のための値ｖＬ３０００を設定する。
　一方、ブロック長として１０００が選択された場合、パワー変更部（８４０１Ｂ）はパワー変更のための値ｕＬ１０００を設定し、ブロック長として１５００が選択された場合、パワー変更部（８４０１Ｂ）はパワー変更のための値ｕＬ１５００を設定し、ブロック長として３０００が選択された場合、パワー変更部（８４０１Ｂ）はパワー変更のための値ｕＬ３０００を設定する。
　このとき、例えば、ｖＬ１０００、ｖＬ１５００、ｖＬ３０００を、それぞれ異なる値とすることで、各符号長のときで、高い誤り訂正能力を得ることが可能であることがある。同様に、ｕＬ１０００、ｕＬ１５００、ｕＬ３０００を、それぞれ異なる値とすることで、各符号長のときで、高い誤り訂正能力を得ることが可能であることがある。ただし、設定する符号長によっては、パワー変更のための値を変更しても効果を得ることができない場合がある。そのときは、符号長を変更しても、パワー変更のための値を変更する必要はない。（例えば、ｕＬ１０００＝ｕＬ１５００であることもあり、また、ｖＬ１０００＝ｖＬ１５００であることもある。重要なことは、（ｖＬ１０００、ｖＬ１５００、ｖＬ３０００）のセットの中に、２つ以上の値が存在することである。また、（ｕＬ１０００、ｕＬ１５００、ｕＬ３０００）のセットの中に、２つ以上の値が存在することである。）なお、ｖＬＸとｕＬＸとが、平均電力値の比、１：ｗ２を満たすように設定されるのは上述したとおりである。
　上述では、３つの符号長の場合を例に説明したがこれに限ったものではなく、送信装置において、符号長が２つ以上設定可能な際に、設定可能なパワー変更のための値ｕＬＸが２つ以上の存在し、符号長を設定した際、送信装置は、複数の設定可能なパワー変更のための値ｕＬＸの中からいずれかのパワー変更のための値を選択し、パワー変更を行うことができることが一つの重要な点であり、また、送信装置において、符号長が２つ以上設定可能な際に、設定可能なパワー変更のための値ｖＬＸが２つ以上の存在し、符号長を設定した際、送信装置は、複数の設定可能なパワー変更のための値ｖＬＸの中からいずれかのパワー変更のための値を選択し、パワー変更を行うことができることも重要な点である。
（例５－２）
　送信装置が複数の符号化率の誤り訂正符号をサポートしている場合に、ｓ１及びｓ２の生成に用いられるデータに施された誤り訂正符号の符号化率に応じて、ｓ１およびｓ２の平均電力（平均値）を設定する方法について説明する。
　誤り訂正符号としては、例えば、テイルバイティングを行ったターボ符号またはデュオバイナリーターボ符号、および、ＬＤＰＣ符号、のようなブロック符号があり、多くの通信システム、または、放送システムでは、複数の符号化率がサポートされている。サポートされている複数の符号化率から選択された符号化率の誤り訂正符号化が施された符号化後のデータは２系統に分配される。２系統に分配された符号化後のデータは、それぞれｓ１の変調方式とｓ２の変調方式で変調され、ベースバンド信号（マッピング後の信号）ｓ１（ｔ）及びｓ２（ｔ）が生成される。
　制御信号（８４００）は、上記の選択した誤り訂正符号の符号化率を示す信号であり、パワー変更部（８４０１Ａ）は、制御信号（８４００）に応じてパワー変更のための値ｖを設定する。また、パワー変更部（８４０１Ｂ）は、制御信号（８４００）に応じてパワー変更のための値ｕを設定する。
　本発明の特徴は、パワー変更部（８４０１Ａ、８４０１Ｂ）が、制御信号（８４００）が示す選択された符号化率に応じてパワー変更のための値ｖ、ｕを設定することである。ここでは、符号化率ｒｘに応じたパワー変更のための値をそれぞれ、ｖｒｘ、ｕｒｘという形で記載することとする。
　例えば、符号化率としてｒ１が選択された場合、パワー変更部（８４０１Ａ）はパワー変更のための値ｖｒ１を設定し、符号化率としてｒ２が選択された場合、パワー変更部（８４０１Ａ）はパワー変更のための値ｖｒ２を設定し、符号化率としてｒ３が選択された場合、パワー変更部（８４０１Ａ）はパワー変更のための値ｖｒ３を設定する。
　また、符号化率としてｒ１が選択された場合、パワー変更部（８４０１Ｂ）はパワー変更のための値ｕｒ１を設定し、符号化率としてｒ２が選択された場合、パワー変更部（８４０１Ｂ）はパワー変更のための値ｕｒ２を設定し、符号化率としてｒ３が選択された場合、パワー変更部（８４０１Ｂ）はパワー変更のための値ｕｒ３を設定する。
　このとき、例えば、ｖｒ１、ｖｒ２、ｖｒ３を、それぞれ異なる値とすることで、各符号化率のときで、高い誤り訂正能力を得ることが可能であることがある。同様に、ｕｒ１、ｕｒ２、ｕｒ３を、それぞれ異なる値とすることで、各符号化率のときで、高い誤り訂正能力を得ることが可能であることがある。ただし、設定する符号化率によっては、パワー変更のための値を変更しても効果を得ることができない場合がある。そのときは、符号化率を変更しても、パワー変更のための値を変更する必要はない。（例えば、ｖｒ１＝ｖｒ２であることもあり、また、ｕｒ１＝ｕｒ２であることもある。重要なことは、（ｖｒ１、ｖｒ２、ｖｒ３）のセットの中に、２つ以上の値が存在することである。また、（ｕｒ１、ｕｒ２、ｕｒ３）のセットの中に、２つ以上の値が存在することである。）なお、ｖｒＸとｕｒＸとが、平均電力値の比、１：ｗ２を満たすように設定されるのは上述したとおりである。
　また、上記ｒ１、ｒ２、ｒ３の一例としては、誤り訂正符号がＬＤＰＣ符号の場合には、それぞれ１／２、２／３、３／４といった符号化率であることが考えられる。
　上述では、３つの符号化率の場合を例に説明したがこれに限ったものではなく、送信装置において、符号化率が２つ以上設定可能な際に、設定可能なパワー変更のための値ｕｒｘが２つ以上の存在し、符号化率を設定した際、送信装置は、複数の設定可能なパワー変更のための値ｕｒｘの中からいずれかのパワー変更のための値を選択し、パワー変更を行うことができることが重要な点であり、また、送信装置において、符号化率が２つ以上設定可能な際に、設定可能なパワー変更のための値ｖｒＸが２つ以上の存在し、符号化率を設定した際、送信装置は、複数の設定可能なパワー変更のための値ｖｒＸの中からいずれかのパワー変更のための値を選択し、パワー変更を行うことができることも重要な点である。
（例５－３）
　受信装置がよりよいデータの受信品質を得るためには以下を実施することが重要となる。
　送信装置が複数の変調方式をサポートしている場合に、ｓ１及びｓ２の生成に用いられる変調方式に応じて、ｓ１およびｓ２の平均電力（平均値）を設定する方法について説明する。
　ここでは、例として、ｓ１の変調方式を６４ＱＡＭに固定とし、制御信号により、ｓ２の変調方式を１６ＱＡＭからＱＰＳＫに変更する（または、１６ＱＡＭ、ＱＰＳＫのいずれかの設定が可能な）場合について考える。ｓ１の変調方式を６４ＱＡＭとする場合、ｓ１（ｔ）のマッピング方法としては、図８６のとおりであり、図８６においてｋは式（８５）である。ｓ２の変調方式を１６ＱＡＭとする場合、ｓ２（ｔ）のマッピング方法としては、図８０のとおりであり、図８０においてｇは式（７９）であり、また、ｓ２（ｔ）の変調方式をＱＰＳＫとする場合、ｓ２（ｔ）のマッピング方法としては、図８１のとおりであり、図８１においてｈは式（７８）であるとする。
　図８５において、ｓ１の変調方式を６４ＱＡＭとし、ｓ２の変調方式が１６ＱＡＭとしたとき、ｖ＝αとし、ｕ＝α×ｗ１６設定するものとする。このとき、６４ＱＡＭの平均電力と１６ＱＡＭの平均電力の比はｖ２：ｕ２＝α２：α２×ｗ１６ ２＝１：ｗ１６ ２となる。
　そして、図８５において、ｓ１の変調方式を６４ＱＡＭとしｓ２の変調方式がＱＰＳＫとしたとき、ｖ＝βとし、ｕ＝β×ｗ４設定するものとする。このとき、６４ＱＡＭの平均電力とＱＰＳＫの平均電力の比はｖ２：ｕ２＝β２：β２×ｗ４ ２＝１：ｗ４ ２となる。このとき、最小ユークリッド距離の関係から、ｗ４＜ｗ１６＜１．０とすると、ｓ２の変調方式が１６ＱＡＭ、ＱＰＳＫいずれのときも、受信装置が高いデータの受信品質を得ることができる。
　なお、上述の説明において、「ｓ１の変調方式を６４ＱＡＭに固定」するとして説明したが、「ｓ２の変調方式を６４ＱＡＭに固定し、ｓ１の変調方式を１６ＱＡＭからＱＰＳＫに変更（１６ＱＡＭ、ＱＰＳＫいずれかに設定）」しても、ｗ４＜ｗ１６＜１．０とするとよい。（例４－３での説明と同様に考えればよい。）。（なお、１６ＱＡＭのときにパワー変更のために乗算された値がｕ＝α×ｗ１６であり、ＱＰＳＫのときにパワー変更のために乗算された値がｕ＝β×ｗ４であり、６４ＱＡＭのパワー変更のための値は、複数の設定可能な変調方式が１６ＱＡＭのときｖ＝αであり、複数の設定可能な変調方式がＱＰＳＫのときｖ＝βとなる。）また、（ｓ１の変調方式、ｓ２の変調方式）のセットを、（６４ＱＡＭ、１６ＱＡＭ）または（１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ）または（６４ＱＡＭ、ＱＰＳＫ）または（ＱＰＳＫ、６４ＱＡＭ）のいずれかの設定が可能な場合、ｗ４＜ｗ１６＜１．０の関係を満たすとよい。
　以下、上述の内容を、一般化した場合について説明する。
　一般化した場合、ｓ１の変調方式を固定とし、Ｉ－Ｑ平面における信号点の数がｃ個の変調方式Ｃとする。ｓ２の変調方式として、Ｉ－Ｑ平面における信号点の数がａ個の変調方式ＡとＩ－Ｑ平面における信号点の数がｂ個の変調方式Ｂ（ｃ＞ｂ＞ａ）のいずれかの設定が可能であるとする。このとき、ｓ１の変調方式が変調方式Ｃでその平均電力とｓ２の変調方式として、変調方式Ａを設定したときの、その平均電力の比を１：ｗａ ２とする。ｓ１の変調方式が変調方式Ｃでその平均電力とｓ２の変調方式として、変調方式Ｂを設定したときの、その平均電力の比を１：ｗｂ ２とする。このとき、ｗａ＜ｗｂとすると、受信装置が高いデータの受信品質を得ることができる。
　したがって、「ｓ１の変調方式を変調方式Ｃに固定」するとして説明したが、「ｓ２の変調方式を変調方式Ｃに固定し、ｓ１の変調方式を変調方式Ａから変調方式Ｂに変更（変調方式Ａ、変調方式Ｂいずれかに設定）」した場合であっても、平均電力に関し、ｗａ＜ｗｂとするとよい。（このとき、上述と同様に、変調方式Ｃの平均電力を１とした場合、変調方式Ａの平均電力がｗａ ２であり、変調方式Ｂの平均電力がｗｂ ２である。）また、（ｓ１の変調方式、ｓ２の変調方式）のセットを、（変調方式Ｃ、変調方式Ａ）または（変調方式Ａ、変調方式Ｃ）または（変調方式Ｃ、変調方式Ｂ）または（変調方式Ｂ、変調方式Ｃ）のいずれかの設定が可能な場合、平均電力に関し、ｗａ＜ｗｂの関係を満たすとよい。
（例６）
　図８５を用いて、例４とは異なる動作の例を説明する。なお、ｓ１（ｔ）は、変調方式１６ＱＡＭのベースバンド信号（マッピング後の信号）とし、マッピング方法は、図８６のとおりであり、ｇは式（７９）のとおりである。また、ｓ２（ｔ）は、変調方式６４ＱＡＭのベースバンド信号（マッピング後の信号）とし、マッピング方法は、図８６のとおりであり、ｋは式（８５）のとおりである。なお、ｔは時間であり、本実施の形態では、時間軸方向を例として説明する。
　パワー変更部（８４０１Ａ）は、変調方式１６ＱＡＭのベースバンド信号（マッピング後の信号）３０７Ａ、制御信号（８４００）を入力とし、制御信号（８４００）に基づき、設定したパワー変更のための値をｖとすると、変調方式１６ＱＡＭのベースバンド信号（マッピング後の信号）３０７Ａをｖ倍した信号（８４０２Ａ）を出力する。
　パワー変更部（８４０１Ｂ）は、変調方式６４ＱＡＭのベースバンド信号（マッピング後の信号）３０７Ｂ、制御信号（８４００）を入力とし、制御信号（８４００）に基づき、設定したパワー変更のための値をｕとすると、変調方式６４ＱＡＭのベースバンド信号（マッピング後の信号）３０７Ｂをｕ倍した信号（８４０２Ｂ）を出力する。そして、ｕ＝ｖ×ｗ（ｗ＜１．０）とする。
　プリコーディング後の変調信号に対し、規則的に位相を変更する方法におけるプリコーディング行列をＦ、規則的に位相変更を行うための位相変更値をｙ（ｔ）（ｙ（ｔ）は絶対値が１の虚数（実数を含む）、つまりｅｊθ（ｔ）と表すことができる）とすると、上述の式（８７）が成立する。
　したがって、６４ＱＡＭの平均電力と１６ＱＡＭの平均電力の比はｖ２：ｕ２＝ｖ２：ｖ２×ｗ２＝１：ｗ２と設定することになる。これにより、図８３のような受信状態となるので、受信装置におけるデータの受信品質を向上させることができる。
　従来、送信電力制御は、一般的に、通信相手からのフィードバック情報に基づいて、送信電力の制御を行っている。本実施の形態では、通信相手からのフィードバック情報とは関係なく、送信電力を制御している点が、本発明の特徴となり、この点について、詳しく説明する。
　上述で、「制御信号（８４００）により、パワー変更のための値ｖ、ｕを設定する」ことを述べたが、以下では、さらに受信装置におけるデータの受信品質を向上させるための、制御信号（８４００）によるパワー変更のための値ｖ、ｕを設定について詳しく説明する。
（例６－１）
　送信装置が複数のブロック長（符号化後の１ブロックを構成しているビット数であり、符号長とも呼ばれる）の誤り訂正符号をサポートしている場合に、ｓ１及びｓ２の生成に用いられるデータに施された誤り訂正符号のブロック長に応じて、ｓ１およびｓ２の平均電力（平均値）を設定する方法について説明する。
　誤り訂正符号としては、例えば、テイルバイティングを行ったターボ符号またはデュオバイナリーターボ符号、および、ＬＤＰＣ符号、のようなブロック符号があり、多くの通信システム、または、放送システムでは、複数のブロック長がサポートされている。サポートされている複数のブロック長から選択されたブロック長の誤り訂正符号化が施された符号化後のデータは２系統に分配される。２系統に分配された符号化後のデータは、それぞれｓ１の変調方式とｓ２の変調方式で変調され、ベースバンド信号（マッピング後の信号）ｓ１（ｔ）及びｓ２（ｔ）が生成される。
　制御信号（８４００）は、上記の選択した誤り訂正符号のブロック長を示す信号であり、パワー変更部（８４０１Ａ）は、制御信号（８４００）に応じてパワー変更のための値ｖを設定する。同様にパワー変更部（８４０１Ｂ）は、制御信号（８４００）に応じてパワー変更のための値ｕを設定する。
　本発明の特徴は、パワー変更部（８４０１Ａ、８４０１Ｂ）が、制御信号（８４００）が示す選択されたブロック長に応じてパワー変更のための値ｖ、ｕを設定することである。ここでは、ブロック長Ｘに応じたパワー変更のための値をそれぞれ、ｖＬＸ、ｕＬＸという形で記載することとする。
　例えば、ブロック長として１０００が選択された場合、パワー変更部（８４０１Ａ）はパワー変更のための値ｖＬ１０００を設定し、ブロック長として１５００が選択された場合、パワー変更部（８４０１Ａ）はパワー変更のための値ｖＬ１５００を設定し、ブロック長として３０００が選択された場合、パワー変更部（８４０１Ａ）はパワー変更のための値ｖＬ３０００を設定する。
　一方、ブロック長として１０００が選択された場合、パワー変更部（８４０１Ｂ）はパワー変更のための値ｕＬ１０００を設定し、ブロック長として１５００が選択された場合、パワー変更部（８４０１Ｂ）はパワー変更のための値ｕＬ１５００を設定し、ブロック長として３０００が選択された場合、パワー変更部（８４０１Ｂ）はパワー変更のための値ｕＬ３０００を設定する。
　このとき、例えば、ｖＬ１０００、ｖＬ１５００、ｖＬ３０００を、それぞれ異なる値とすることで、各符号長のときで、高い誤り訂正能力を得ることが可能であることがある。同様に、ｕＬ１０００、ｕＬ１５００、ｕＬ３０００を、それぞれ異なる値とすることで、各符号長のときで、高い誤り訂正能力を得ることが可能であることがある。ただし、設定する符号長によっては、パワー変更のための値を変更しても効果を得ることができない場合がある。そのときは、符号長を変更しても、パワー変更のための値を変更する必要はない。（例えば、ｕＬ１０００＝ｕＬ１５００であることもあり、また、ｖＬ１０００＝ｖＬ１５００であることもある。重要なことは、（ｖＬ１０００、ｖＬ１５００、ｖＬ３０００）のセットの中に、２つ以上の値が存在することである。また、（ｕＬ１０００、ｕＬ１５００、ｕＬ３０００）のセットの中に、２つ以上の値が存在することである。）なお、ｖＬＸとｕＬＸとが、平均電力値の比、１：ｗ２を満たすように設定されるのは上述したとおりである。
　上述では、３つの符号長の場合を例に説明したがこれに限ったものではなく、送信装置において、符号長が２つ以上設定可能な際に、設定可能なパワー変更のための値ｕＬＸが２つ以上の存在し、符号長を設定した際、送信装置は、複数の設定可能なパワー変更のための値ｕＬＸの中からいずれかのパワー変更のための値を選択し、パワー変更を行うことができることが一つの重要な点であり、また、送信装置において、符号長が２つ以上設定可能な際に、設定可能なパワー変更のための値ｖＬＸが２つ以上の存在し、符号長を設定した際、送信装置は、複数の設定可能なパワー変更のための値ｖＬＸの中からいずれかのパワー変更のための値を選択し、パワー変更を行うことができることも重要な点である。
（例６－２）
　送信装置が複数の符号化率の誤り訂正符号をサポートしている場合に、ｓ１及びｓ２の生成に用いられるデータに施された誤り訂正符号の符号化率に応じて、ｓ１およびｓ２の平均電力を設定する方法について説明する。
　誤り訂正符号としては、例えば、テイルバイティングを行ったターボ符号またはデュオバイナリーターボ符号、および、ＬＤＰＣ符号、のようなブロック符号があり、多くの通信システム、または、放送システムでは、複数の符号化率がサポートされている。サポートされている複数の符号化率から選択された符号化率の誤り訂正符号化が施された符号化後のデータは２系統に分配される。２系統に分配された符号化後のデータは、それぞれｓ１の変調方式とｓ２の変調方式で変調され、ベースバンド信号（マッピング後の信号）ｓ１（ｔ）及びｓ２（ｔ）が生成される。
　制御信号（８４００）は、上記の選択した誤り訂正符号の符号化率を示す信号であり、パワー変更部（８４０１Ａ）は、制御信号（８４００）に応じてパワー変更のための値ｖを設定する。また、パワー変更部（８４０１Ｂ）は、制御信号（８４００）に応じてパワー変更のための値ｕを設定する。
　本発明の特徴は、パワー変更部（８４０１Ａ、８４０１Ｂ）が、制御信号（８４００）が示す選択された符号化率に応じてパワー変更のための値ｖ、ｕを設定することである。ここでは、符号化率ｒｘに応じたパワー変更のための値をそれぞれ、ｖｒｘ、ｕｒｘという形で記載することとする。
　例えば、符号化率としてｒ１が選択された場合、パワー変更部（８４０１Ａ）はパワー変更のための値ｖｒ１を設定し、符号化率としてｒ２が選択された場合、パワー変更部（８４０１Ａ）はパワー変更のための値ｖｒ２を設定し、符号化率としてｒ３が選択された場合、パワー変更部（８４０１Ａ）はパワー変更のための値ｖｒ３を設定する。
　また、符号化率としてｒ１が選択された場合、パワー変更部（８４０１Ｂ）はパワー変更のための値ｕｒ１を設定し、符号化率としてｒ２が選択された場合、パワー変更部（８４０１Ｂ）はパワー変更のための値ｕｒ２を設定し、符号化率としてｒ３が選択された場合、パワー変更部（８４０１Ｂ）はパワー変更のための値ｕｒ３を設定する。
　このとき、例えば、ｖｒ１、ｖｒ２、ｖｒ３を、それぞれ異なる値とすることで、各符号化率のときで、高い誤り訂正能力を得ることが可能であることがある。同様に、ｕｒ１、ｕｒ２、ｕｒ３を、それぞれ異なる値とすることで、各符号化率のときで、高い誤り訂正能力を得ることが可能であることがある。ただし、設定する符号化率によっては、パワー変更のための値を変更しても効果を得ることができない場合がある。そのときは、符号化率を変更しても、パワー変更のための値を変更する必要はない。（例えば、ｖｒ１＝ｖｒ２であることもあり、また、ｕｒ１＝ｕｒ２であることもある。重要なことは、（ｖｒ１、ｖｒ２、ｖｒ３）のセットの中に、２つ以上の値が存在することである。また、（ｕｒ１、ｕｒ２、ｕｒ３）のセットの中に、２つ以上の値が存在することである。）なお、ｖｒＸとｕｒＸとが、平均電力値の比、１：ｗ２を満たすように設定されるのは上述したとおりである。
　また、上記ｒ１、ｒ２、ｒ３の一例としては、誤り訂正符号がＬＤＰＣ符号の場合には、それぞれ１／２、２／３、３／４といった符号化率であることが考えられる。
　上述では、３つの符号化率の場合を例に説明したがこれに限ったものではなく、送信装置において、符号化率が２つ以上設定可能な際に、設定可能なパワー変更のための値ｕｒｘが２つ以上の存在し、符号化率を設定した際、送信装置は、複数の設定可能なパワー変更のための値ｕｒｘの中からいずれかのパワー変更のための値を選択し、パワー変更を行うことができることが重要な点であり、また、送信装置において、符号化率が２つ以上設定可能な際に、設定可能なパワー変更のための値ｖｒＸが２つ以上の存在し、符号化率を設定した際、送信装置は、複数の設定可能なパワー変更のための値ｖｒＸの中からいずれかのパワー変更のための値を選択し、パワー変更を行うことができることも重要な点である。
（例６－３）
　受信装置がよりよいデータの受信品質を得るためには以下を実施することが重要となる。
　送信装置が複数の変調方式をサポートしている場合に、ｓ１及びｓ２の生成に用いられる変調方式に応じて、ｓ１およびｓ２の平均電力（平均値）を設定する方法について説明する。
　ここでは、例として、ｓ１の変調方式を１６ＱＡＭに固定とし、制御信号により、ｓ２の変調方式を６４ＱＡＭからＱＰＳＫに変更する（または、１６ＱＡＭ、ＱＰＳＫのいずれかの設定が可能な）場合について考える。ｓ１の変調方式を１６ＱＡＭとする場合、ｓ１（ｔ）のマッピング方法としては、図８０のとおりであり、図８０においてｇは式（７９）である。ｓ２の変調方式を６４ＱＡＭとする場合、ｓ２（ｔ）のマッピング方法としては、図８６のとおりであり、図８６においてｋは式（８５）であり、また、ｓ２（ｔ）の変調方式をＱＰＳＫとする場合、ｓ２（ｔ）のマッピング方法としては、図８１のとおりであり、図８１においてｈは式（７８）であるとする。
　図８５において、ｓ１の変調方式を１６ＱＡＭとし、ｓ２の変調方式が６４ＱＡＭとしたとき、ｖ＝αとし、ｕ＝α×ｗ６４設定するものとする。このとき、６４ＱＡＭの平均電力と１６ＱＡＭの平均電力の比はｖ２：ｕ２＝α２：α２×ｗ６４ ２＝１：ｗ６４ ２となる。
　そして、図８５において、ｓ１の変調方式を１６ＱＡＭとしｓ２の変調方式がＱＰＳＫとしたとき、ｖ＝βとし、ｕ＝β×ｗ４設定するものとする。このとき、６４ＱＡＭの平均電力とＱＰＳＫの平均電力の比はｖ２：ｕ２＝β２：β２×ｗ４ ２＝１：ｗ４ ２となる。このとき、最小ユークリッド距離の関係から、ｗ４＜ｗ６４とすると、ｓ２の変調方式が６４ＱＡＭ、ＱＰＳＫのいずれのときも、受信装置が高いデータの受信品質を得ることができる。
　なお、上述の説明において、「ｓ１の変調方式を１６ＱＡＭに固定」するとして説明したが、「ｓ２の変調方式を１６ＱＡＭに固定し、ｓ１の変調方式を６４ＱＡＭからＱＰＳＫに変更（１６ＱＡＭ、ＱＰＳＫいずれかに設定）」しても、ｗ４＜ｗ６４とするとよい。（例４－３での説明と同様に考えればよい。）。（なお、１６ＱＡＭのときにパワー変更のために乗算された値がｕ＝α×ｗ１６であり、ＱＰＳＫのときにパワー変更のために乗算された値がｕ＝β×ｗ４であり、６４ＱＡＭのパワー変更のための値は、複数の設定可能な変調方式が１６ＱＡＭのときｖ＝αであり、複数の設定可能な変調方式がＱＰＳＫのときｖ＝βとなる。）また、（ｓ１の変調方式、ｓ２の変調方式）のセットを、（１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ）または（６４ＱＡＭ、１６ＱＡＭ）または（１６ＱＡＭ、ＱＰＳＫ）または（ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ）のいずれかの設定が可能な場合、ｗ４＜ｗ６４の関係を満たすとよい。
　以下、上述の内容を、一般化した場合について説明する。
　一般化した場合、ｓ１の変調方式を固定とし、Ｉ－Ｑ平面における信号点の数がｃ個の変調方式Ｃとする。ｓ２の変調方式として、Ｉ－Ｑ平面における信号点の数がａ個の変調方式ＡとＩ－Ｑ平面における信号点の数がｂ個の変調方式Ｂ（ｃ＞ｂ＞ａ）のいずれかの設定が可能であるとする。このとき、ｓ１の変調方式が変調方式Ｃでその平均電力とｓ２の変調方式として、変調方式Ａを設定したときの、その平均電力の比を１：ｗａ ２とする。ｓ１の変調方式が変調方式Ｃでその平均電力とｓ２の変調方式として、変調方式Ｂを設定したときの、その平均電力の比を１：ｗｂ ２とする。このとき、ｗａ＜ｗｂとすると、受信装置が高いデータの受信品質を得ることができる。
　したがって、「ｓ１の変調方式を変調方式Ｃに固定」するとして説明したが、「ｓ２の変調方式を変調方式Ｃに固定し、ｓ１の変調方式を変調方式Ａから変調方式Ｂに変更（変調方式Ａ、変調方式Ｂいずれかに設定）」した場合であっても、平均電力に関し、ｗａ＜ｗｂとするとよい。（このとき、上述と同様に、変調方式Ｃの平均電力を１とした場合、変調方式Ａの平均電力がｗａ ２であり、変調方式Ｂの平均電力がｗｂ ２である。）また、（ｓ１の変調方式、ｓ２の変調方式）のセットを、（変調方式Ｃ、変調方式Ａ）または（変調方式Ａ、変調方式Ｃ）または（変調方式Ｃ、変調方式Ｂ）または（変調方式Ｂ、変調方式Ｃ）のいずれかの設定が可能な場合、平均電力に関し、ｗａ＜ｗｂの関係を満たすとよい。
　上記「実施の形態１」等に示した本明細書において、規則的に位相を変更する方法に用いるプリコーディング行列の式（３６）において、α＝１と設定すると、上記のように、「ｓ１の変調方式とｓ２の変調方式が異なるとき、ｓ１の平均電力とｓ２の平均電力を異なるようにする」としても、ｚ１の平均電力とｚ２平均電力は等しくなり、送信装置が具備する送信電力増幅器のＰＡＰＲ（Peak-to-Average Power Ratio）（ピーク電力対平均電力比）を大きくすることにつながらないため、送信装置の消費電力を少なくすることができるという効果を得ることができる。
　ただし、α≠１でも、ＰＡＰＲへの影響が少ない規則的に位相を変更する方法に用いるプリコーディング行列は存在する。例えば、実施の形態１における式（３６）であらわされるプリコーディング行列を用い、規則的に位相を変更する方法を実現したとき、α≠１でも、ＰＡＰＲの影響は少ない。
 
（受信装置の動作）
　次に、受信装置の動作について、説明する。受信装置の動作については、実施の形態１等で説明したとおりであり、例えば、受信装置の構成は、図７、図８、図９に示されている。
　図５の関係から、受信信号ｒ１（ｔ）、ｒ２（ｔ）は、チャネル変動値、ｈ１１（ｔ）、ｈ１２（ｔ）、ｈ２１（ｔ）、ｈ２２（ｔ）を用いると、図８４、図８５のように送信装置が変調信号を送信した場合、以下の２つの式のいずれかの関係が成立する。
　例１、例２、例３の場合、図５から、以下の式（８９）に示す関係を導くことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000089
　また、例１、例２、例３で説明したように、以下の式（９０）のような関係となる場合もある。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000090
　上記の関係を用いて、受信装置は、復調（検波）を行う（送信装置が送信したビットの推定を行う）ことになる（実施の形態１等で説明した場合と同様に実施すればよいことになる）。
　一方、例４、例５、例６の場合、図５から、以下の式（９１）に示す関係を導くことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000091
　また、例３、例４、例５で説明したように、以下の式（９２）のような関係となる場合もある。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000092
　上記の関係を用いて、受信装置は、復調（検波）を行う（送信装置が送信したビットの推定を行う）ことになる（実施の形態１等で説明した場合と同様に実施すればよいことになる）。
　なお、例１～例６では、パワー変更部を送信装置に追加する構成を示したが、マッピングの段階において、パワー変更を行ってもよい。
　また、例１、例２、例３で説明したように、特に、式（８９）に示したように図３、図４のマッピング部３０６Bが、ｕ×ｓ２（ｔ）を出力する場合もあり、パワー変更部を省略してもよい。この場合、マッピング後の信号ｓ１（ｔ）およびマッピング後の信号ｕ×ｓ２（ｔ）に対し、プリコーディング後の変調信号に対し、規則的に位相を変更する方法を適用していることになる。
　そして、例１、例２、例３で説明したように、特に、式（９０）に示したように図３、図４のマッピング部３０６Ａが、ｕ×ｓ１（ｔ）を出力する場合もあり、パワー変更部を省略してもよい。この場合、マッピング後の信号ｕ×ｓ１（ｔ）およびマッピング後の信号ｓ２（ｔ）に対し、プリコーディング後の変調信号に対し、規則的に位相を変更する方法を適用していることになる。
　また、例４、例５、例６の場合、特に、式（９１）に示したように図３、図４のマッピング部３０６Ａが、ｖ×ｓ１（ｔ）、マッピング部３０６Ｂが、ｕ×ｓ２（ｔ）を出力する場合もあり、いずれもパワー変更部を省略してもよい。この場合、マッピング後の信号ｖ×ｓ１（ｔ）およびマッピング後の信号ｕ×ｓ２（ｔ）に対し、プリコーディング後の変調信号に対し、規則的に位相を変更する方法を適用していることになる。
　そして、例４、例５、例６の場合、特に、式（９２）に示したように図３、図４のマッピング部３０６Ａが、ｕ×ｓ１（ｔ）、マッピング部３０６Ｂが、ｖ×ｓ２（ｔ）を出力する場合もあり、いずれもパワー変更部を省略してもよい。この場合、マッピング後の信号ｕ×ｓ１（ｔ）およびマッピング後の信号ｖ×ｓ２（ｔ）に対し、プリコーディング後の変調信号に対し、規則的に位相を変更する方法を適用していることになる。
　なお、式（８９）～（９２）に示すＦは、時間ｔに用いたプリコーディング行列であり、ｙ（ｔ）は位相変更値ある。受信装置は、上述で示した、ｒ１（ｔ）、ｒ２（ｔ）とｓ１（ｔ）、ｓ２（ｔ）の関係を利用して、復調（検波）を行うことになる（実施の形態１等で説明した場合と同様に実施すればよいことになる）。ただし、上述で示した式には、雑音成分、周波数オフセット、チャネル推定誤差等の歪み成分は、式にあらわされておらず、これらを含んだ形で、復調（検波）が行われることになる。なお、送信装置がパワー変更を行うために使用するｕ、ｖの値については、送信装置が、これらに関する情報を送信するか、または、使用する送信モード（送信方法、変調方式、誤り訂正方式等）の情報を送信し、受信装置は、その情報を得ることで、送信装置が用いたｕ、ｖの値を知ることができ、これにより、上述で示した関係式を導き、復調（検波）を行うことになる。
　本実施の形態では、時間軸方向にプリコーディング後の変調信号に対し、位相変更値を切り替える場合を例として説明したが、他の実施の形態の説明と同様に、ＯＦＤＭ方式のようなマルチキャリア伝送を用いている場合、周波数軸方向にプリコーディング後の変調信号に対し、位相変更値を切り替える場合についても、同様に実施することができる。このとき、本実施の形態で用いているｔをｆ（周波数（（サブ）キャリア））に置き換えることになる。
　よって、時間軸方向にプリコーディング後の変調信号に対し、位相変更値を切り替える場合、ｚ１（ｔ）、ｚ２（ｔ）において、同一時間のｚ１（ｔ）、ｚ２（ｔ）は、異なるアンテナから、同一周波数を用いて送信されることになる。そして、周波数軸方向にプリコーディング後の変調信号に対し、位相変更値を切り替える場合、ｚ１（ｆ）、ｚ２（ｆ）において、同一周波数（同一サブキャリア）のｚ１（ｆ）、ｚ２（ｆ）は、異なるアンテナから、同一時間を用いて送信されることになる。
　また、時間―周波数軸方向で、プリコーディング後の変調信号に対し、位相変更方法を切り替える場合についても他の実施の形態で述べたように同様に実施することが可能である。なお、本実施の形態におけるプリコーディング後の変調信号に対し、位相変更方法を切り替える方法は、本明細書で説明したプリコーディング後の変調信号に対し、位相変更方法を切り替える方法に限定されるものではない。
　また、２ストリームのベースバンド信号ｓ１（ｉ）、ｓ２（ｉ）（ただし、ｉは、（時間、または、周波数（キャリア）の）順番をあらわす）に対し、規則的な位相変更およびプリコーディングを行い（順番はどちらが先であってもよい）生成された、両者の信号処理後のベースバンド信号ｚ１（ｉ）、ｚ２（ｉ）において、両者の信号処理後のベースバンド信号ｚ１（ｉ）の同相Ｉ成分をＩ１（ｉ）、直交成分をＱ１（ｉ）とし、両者の信号処理後のベースバンド信号ｚ２（ｉ）の同相Ｉ成分をＩ２（ｉ）、直交成分をＱ２（ｉ）とする。このとき、ベースバンド成分の入れ替えを行い、
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＩ１（ｉ）、直交成分をＱ２（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＩ２（ｉ）、直交成分をＱ１（ｉ）
とし、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）に相当する変調信号を送信アンテナ１、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）に相当する変調信号を送信アンテナ２から、同一時刻に同一周波数を用いて送信する、というように、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）に相当する変調信号と入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）を異なるアンテナから、同一時刻に同一周波数を用いて送信するとしてもよい。また、
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＩ１（ｉ）、直交成分をI２（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＱ１（ｉ）、直交成分をＱ２（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＩ２（ｉ）、直交成分をI１（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＱ１（ｉ）、直交成分をＱ２（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＩ１（ｉ）、直交成分をI２（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＱ２（ｉ）、直交成分をＱ１（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＩ２（ｉ）、直交成分をI１（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＱ２（ｉ）、直交成分をＱ１（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＩ１（ｉ）、直交成分をＱ２（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＱ１（ｉ）、直交成分をＩ２（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＱ２（ｉ）、直交成分をＩ１（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＩ２（ｉ）、直交成分をＱ１（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＱ２（ｉ）、直交成分をＩ１（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＱ１（ｉ）、直交成分をＩ２（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＩ１（ｉ）、直交成分をI２（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＱ１（ｉ）、直交成分をＱ２（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＩ２（ｉ）、直交成分をI１（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＱ１（ｉ）、直交成分をＱ２（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＩ１（ｉ）、直交成分をI２（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＱ２（ｉ）、直交成分をＱ１（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＩ２（ｉ）、直交成分をI１（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＱ２（ｉ）、直交成分をＱ１（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＩ１（ｉ）、直交成分をＱ２（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＩ２（ｉ）、直交成分をＱ１（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＩ１（ｉ）、直交成分をＱ２（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＱ１（ｉ）、直交成分をＩ２（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＱ２（ｉ）、直交成分をＩ１（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＩ２（ｉ）、直交成分をＱ１（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＱ２（ｉ）、直交成分をＩ１（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＱ１（ｉ）、直交成分をＩ２（ｉ）
としてもよい。また、上述では、２ストリームの信号に対し両者の信号処理を行い、両者の信号処理後の信号の同相成分と直交成分の入れ替えについて説明したが、これに限ったものではなく、２ストリームより多い信号に対し両者の信号処理後を行い、両者の信号処理後の信号の同相成分と直交成分の入れ替えを行うことも可能である。
　加えて、以下のような信号の入れ替えを行ってもよい。例えば、
 
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をI２（ｉ）、直交成分をＱ２（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をI１（ｉ）、直交成分をＱ１（ｉ）
 
　なお、この入れ替えについては、図５５の構成により、実現することができる。
　また、上記の例では、同一時刻（同一周波数（（サブ）キャリア））のベースバンド信号の入れ替えを説明しているが、同一時刻のベースバンド信号の入れ替えでなくてもよい。例として、以下のように記述することができる
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＩ１（ｉ＋ｖ）、直交成分をＱ２（ｉ＋ｗ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＩ２（ｉ＋ｗ）、直交成分をＱ１（ｉ＋ｖ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＩ１（ｉ＋ｖ）、直交成分をI２（ｉ＋ｗ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＱ１（ｉ＋ｖ）、直交成分をＱ２（ｉ＋ｗ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＩ２（ｉ＋ｗ）、直交成分をI１（ｉ＋ｖ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＱ１（ｉ＋ｖ）、直交成分をＱ２（ｉ＋ｗ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＩ１（ｉ＋ｖ）、直交成分をI２（ｉ＋ｗ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＱ２（ｉ＋ｗ）、直交成分をＱ１（ｉ＋ｖ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＩ２（ｉ＋ｗ）、直交成分をI１（ｉ＋ｖ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＱ２（ｉ＋ｗ）、直交成分をＱ１（ｉ＋ｖ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＩ１（ｉ＋ｖ）、直交成分をＱ２（ｉ＋ｗ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＱ１（ｉ＋ｖ）、直交成分をＩ２（ｉ＋ｗ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＱ２（ｉ＋ｗ）、直交成分をＩ１（ｉ＋ｖ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＩ２（ｉ＋ｗ）、直交成分をＱ１（ｉ＋ｖ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＱ２（ｉ＋ｗ）、直交成分をＩ１（ｉ＋ｖ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＱ１（ｉ＋ｖ）、直交成分をＩ２（ｉ＋ｗ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＩ１（ｉ＋ｖ）、直交成分をI２（ｉ＋ｗ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＱ１（ｉ＋ｖ）、直交成分をＱ２（ｉ＋ｗ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＩ２（ｉ＋ｗ）、直交成分をI１（ｉ＋ｖ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＱ１（ｉ＋ｖ）、直交成分をＱ２（ｉ＋ｗ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＩ１（ｉ＋ｖ）、直交成分をI２（ｉ＋ｗ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＱ２（ｉ＋ｗ）、直交成分をＱ１（ｉ＋ｖ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＩ２（ｉ＋ｗ）、直交成分をI１（ｉ＋ｖ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＱ２（ｉ＋ｗ）、直交成分をＱ１（ｉ＋ｖ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＩ１（ｉ＋ｖ）、直交成分をＱ２（ｉ＋ｗ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＩ２（ｉ＋ｗ）、直交成分をＱ１（ｉ＋ｖ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＩ１（ｉ＋ｖ）、直交成分をＱ２（ｉ＋ｗ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＱ１（ｉ＋ｖ）、直交成分をＩ２（ｉ＋ｗ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＱ２（ｉ＋ｗ）、直交成分をＩ１（ｉ＋ｖ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＩ２（ｉ＋ｗ）、直交成分をＱ１（ｉ＋ｖ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＱ２（ｉ＋ｗ）、直交成分をＩ１（ｉ＋ｖ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＱ１（ｉ＋ｖ）、直交成分をＩ２（ｉ＋ｗ）
 
　加えて、以下のような信号の入れ替えを行ってもよい。例えば、
 
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をI２（ｉ＋ｗ）、直交成分をＱ２（ｉ＋ｗ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をI１（ｉ＋ｖ）、直交成分をＱ１（ｉ＋ｖ）
 
　なお、これについても、図５５の構成により、実現することができる。
　図５５は、上記の記載を説明するためのベースバンド信号入れ替え部５５０２を示す図である。図面１に示すように、両者の信号処理後のベースバンド信号ｚ１（ｉ）５５０１＿１、ｚ２（ｉ）５５０１＿２において、両者の信号処理後のベースバンド信号ｚ１（ｉ）５５０１＿１の同相Ｉ成分をＩ１（ｉ）、直交成分をＱ１（ｉ）とし、両者の信号処理後のベースバンド信号ｚ２（ｉ）５５０１＿２の同相Ｉ成分をＩ２（ｉ）、直交成分をＱ２（ｉ）とする。そして、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）５５０３＿１の同相成分をＩｒ１（ｉ）、直交成分をＱｒ１（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）５５０３＿２の同相成分をＩｒ２（ｉ）、直交成分をＱｒ２（ｉ）とすると、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）５５０３＿１の同相成分Ｉｒ１（ｉ）、直交成分Ｑｒ１（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）５５０３＿２の同相成分Ｉｒ２（ｉ）、直交成分をＱｒ２（ｉ）は上述で説明したいずれかであらわされるものとする。なお、この例では、同一時刻（同一周波数（（サブ）キャリア））の両者の信号処理後のベースバンド信号の入れ替えについて説明したが、上述のように、異なる時刻（異なる周波数（（サブ）キャリア））の両者の信号処理後のベースバンド信号の入れ替えであってもよい。
　また、上述の入れ替えは、規則的に入れ替え方法を切り替えてもよい。
例えば、
時間０において、
入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（０）の同相成分をI１（０）、直交成分をＱ１（０）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（０）の同相成分をI２（０）、直交成分をＱ２（０）
時間１において、
入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（１）の同相成分をI２（１）、直交成分をＱ２（１）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（１）の同相成分をI１（１）、直交成分をＱ１（１）
・・・
としてもよい、つまり、
時間２ｋのとき（ｋは整数）
入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（２ｋ）の同相成分をI１（２ｋ）、直交成分をＱ１（２ｋ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（２ｋ）の同相成分をI２（２ｋ）、直交成分をＱ２（２ｋ）
とし、
時間２ｋ＋１のとき（ｋは整数）
入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（２ｋ＋１）の同相成分をI２（２ｋ＋１）、直交成分をＱ２（２ｋ＋１）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（２ｋ＋１）の同相成分をI１（２ｋ＋１）、直交成分をＱ１（２ｋ＋１）
としてもよい。
また、
時間２ｋのとき（ｋは整数）
入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（２ｋ）の同相成分をI２（２ｋ）、直交成分をＱ２（２ｋ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（２ｋ）の同相成分をI１（２ｋ）、直交成分をＱ１（２ｋ）
とし、
時間２ｋ＋１のとき（ｋは整数）
入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（２ｋ＋１）の同相成分をI１（２ｋ＋１）、直交成分をＱ１（２ｋ＋１）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（２ｋ＋１）の同相成分をI２（２ｋ＋１）、直交成分をＱ２（２ｋ＋１）
としてもよい。
　同様に、周波数軸方向で切り替えてもよい。つまり、
周波数（（サブ）キャリア）２ｋのとき（ｋは整数）
入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（２ｋ）の同相成分をI１（２ｋ）、直交成分をＱ１（２ｋ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（２ｋ）の同相成分をI２（２ｋ）、直交成分をＱ２（２ｋ）
とし、
周波数（（サブ）キャリア）２ｋ＋１のとき（ｋは整数）
入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（２ｋ＋１）の同相成分をI２（２ｋ＋１）、直交成分をＱ２（２ｋ＋１）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（２ｋ＋１）の同相成分をI１（２ｋ＋１）、直交成分をＱ１（２ｋ＋１）
としてもよい。
また、
周波数（（サブ）キャリア）２ｋのとき（ｋは整数）
入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（２ｋ）の同相成分をI２（２ｋ）、直交成分をＱ２（２ｋ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（２ｋ）の同相成分をI１（２ｋ）、直交成分をＱ１（２ｋ）
とし、
周波数（（サブ）キャリア）２ｋ＋１のとき（ｋは整数）
入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（２ｋ＋１）の同相成分をI１（２ｋ＋１）、直交成分をＱ１（２ｋ＋１）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（２ｋ＋１）の同相成分をI２（２ｋ＋１）、直交成分をＱ２（２ｋ＋１）
としてもよい。
 
（実施の形態Ｇ１）
　本実施の形態では、一例として、ＱＰＳＫのマッピングを施した変調信号と１６ＱＡＭのマッピングを施した変調信号を送信する場合に、ＱＰＳＫのマッピングを施した変調信号の平均電力と１６ＱＡＭのマッピングを施した変調信号の平均電力を異なるように設定する方法の実施の形態Ｆ１と異なる方法について説明する。
　実施の形態Ｆ１で説明したように、ｓ１の変調信号の変調方式をＱＰＳＫ、ｓ２の変調信号の変調方式を１６ＱＡＭ（または、ｓ１の変調信号の変調方式を１６ＱＡＭ、ｓ２の変調信号の変調方式をＱＰＳＫ）とし、ＱＰＳＫのマッピングを施した変調信号の平均電力と１６ＱＡＭのマッピングを施した変調信号の平均電力を異なるように設定した場合、送信装置が使用するプリコーディング行列によっては、送信装置が具備する送信電力増幅器のＰＡＰＲ（Peak-to-Average Power Ratio）（ピーク電力対平均電力比）が大きくなり、送信装置の消費電力が大きくなるという課題が発生することがある。
　本実施の形態では、「実施の形態１」等に示した本明細書において、規則的に位相を変更する方法に用いるプリコーディング行列の式（３６）において、α≠１としても、ＰＡＰＲへの影響が少ないプリコーディング後に規則的に位相変更を行う方法について述べる。
　本実施の形態では、一例として、ｓ１、ｓ２の変調方式がＱＰＳＫ、１６ＱＡＭのいずれかであるときに関して説明を行う。
　まず、ＱＰＳＫのマッピング、および、１６ＱＡＭのマッピング方法について説明を行う。なお、本実施の形態におけるｓ１、ｓ２は、以下で述べるＱＰＳＫのマッピング、または、１６ＱＡＭのマッピングいずれかに基づく信号であるものとする。
　まず、１６ＱＡＭのマッピングについて、図８０を用いて説明する。図８０は、同相Ｉ-直交Ｑ平面における１６ＱＡＭの信号点配置の例を示している。図８０の信号点８０００は、送信するビット（入力ビット）をｂ０～ｂ３とすると、例えば、送信するビットが（ｂ０、ｂ１、ｂ２、ｂ３）＝（１、０、０、０）（この値は、図８０に記載されている値である。）のとき、同相Ｉ-直交Ｑ平面における座標は、（Ｉ，Ｑ）＝（－３×ｇ、３×ｇ）であり、このＩ，Ｑの値が、マッピング後の信号となる。なお、送信するビット（ｂ０、ｂ１、ｂ２、ｂ３）が他の値のときも、（ｂ０、ｂ１、ｂ２、ｂ３）にもとづき、図８０から、（Ｉ，Ｑ）のセットが決定し、Ｉ，Ｑの値が、マッピング後の信号（ｓ１およびｓ２）となる。
　次に、ＱＰＳＫのマッピングについて、図８１を用いて説明する。図８１は、同相Ｉ-直交Ｑ平面におけるＱＰＳＫの信号点配置の例を示している。図８１の信号点８１００は、送信するビット（入力ビット）をｂ０、ｂ１とすると、例えば、送信するビットが（ｂ０、ｂ１）＝（１、０）（この値は、図８１に記載されている値である。）のとき、同相Ｉ-直交Ｑ平面における座標は、（Ｉ，Ｑ）＝（－１×ｈ、１×ｈ）であり、このＩ，Ｑの値が、マッピング後の信号となる。なお、送信するビット（ｂ０、ｂ１）が他の値のときも、（ｂ０、ｂ１）にもとづき、図８１から、（Ｉ，Ｑ）のセットが決定し、Ｉ，Ｑの値が、マッピング後の信号（ｓ１およびｓ２）となる。
　なお、ｓ１、ｓ２の変調方式がＱＰＳＫ、１６ＱＡＭのいずれかであるとき、ＱＰＳＫの平均電力と１６ＱＡＭの平均電力を等しくするために、ｈは式（７８）となり、ｇは式（７９）となる。
　図８５に示したプリコーディング関連の信号処理部を用いた時、変調方式、パワー変更値、位相変更値の、時間軸（または、周波数軸、時間および周波数軸）における変更方法の例を図８７、図８８に示す。
　図８７の例では、時間ｔ＝０からｔ＝１１における、各時間の、設定する変調方式、パワー変更値（ｕ、ｖ）、位相変更値（ｙ［ｔ］）を表として示している。なお、ｚ１（ｔ）、ｚ２（ｔ）において、同一時間のｚ１（ｔ）、ｚ２（ｔ）は、異なるアンテナから、同一周波数を用いて送信されることになる。（図８７では、時間軸で記載しているが、ＯＦＤＭ方式のようなマルチキャリア伝送方式を用いているとき、時間軸方向で、各種方法（変調方式、パワー変更値、位相変更値）を切り替えるのではなく、周波数（サブキャリア）軸方向で、各種方法を切り替えることも可能である。したがって、図８７に示しているように、ｔ＝０をｆ＝ｆ０、ｔ＝１をｆ＝ｆ１、・・・と置き換えて考えればよい。（ｆは周波数（サブキャリア）を示しており、ｆ０、ｆ１、・・・は使用する周波数（サブキャリア）を示している。）このとき、ｚ１（ｆ）、ｚ２（ｆ）において、同一周波数（同一サブキャリア）のｚ１（ｆ）、ｚ２（ｆ）は、異なるアンテナから、同一時間を用いて送信されることになる。）
　図８７に示すように、変調方式がＱＰＳＫのとき、ＱＰＳＫの変調信号に対しては、パワー変更部（ここでは、パワー変更部と呼んでいるが、振幅変更部、重み付け部と呼んでもよい。）では、ａを乗算することになる（ａは実数）。そして、変調方式が１６ＱＡＭのとき、１６ＱＡＭの変調信号に対しては、パワー変更部（ここでは、パワー変更部と呼んでいるが、振幅変更部、重み付け部と呼んでもよい。）では、ｂを乗算することになる（ｂは実数）。
　図８７では、プリコーディング後に規則的に位相変更を行う方法で用いる位相変更値として、ｙ［０］，ｙ［１］，ｙ［２］の３種類を用意し、プリコーディング後に規則的に位相変更を行う方法としての切り替え周期は３となる。（ｔ０～ｔ２、ｔ３～ｔ５、・・・で周期を形成している。）なお、本実施の形態では、図８５の例のように、プリコーディング後に、一方のプリコーディング後の信号に対し、位相変更を行うため、ｙ［ｉ］は絶対値が１の複素数（したがって、ｙ［ｉ］はｅｊθとあらわすことができる）を扱う。しかし、本明細書に示したように、複数のプリコーディング後の信号に位相変更をすることも可能である。このとき、位相変更値は、複数のプリコーディング後の信号に対し、それぞれ存在することになる。
　そして、ｓ１（ｔ）の変調方式は、ｔ０～ｔ２ではＱＰＳＫ、ｔ３～ｔ５では１６ＱＡＭ、・・・となっており、ｓ２（ｔ）の変調方式は、ｔ０～ｔ２では１６ＱＡＭ、ｔ３～ｔ５ではＱＰＳＫ、・・・となっている。したがって、（ｓ１（ｔ）の変調方式、ｓ２（ｔ）の変調方式）のセットは、（ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ）または（１６ＱＡＭ、ＱＰＳＫ）となっている。
　このとき、重要となる点は、
「ｙ［０］で位相変更を行う際の（ｓ１（ｔ）の変調方式、ｓ２（ｔ）の変調方式）のセットが（ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ）、（１６ＱＡＭ、ＱＰＳＫ）の両者が存在している点であり、同様に、ｙ［１］で位相変更を行う際の（ｓ１（ｔ）の変調方式、ｓ２（ｔ）の変調方式）のセットが（ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ）、（１６ＱＡＭ、ＱＰＳＫ）の両者が存在しており、また、同様に、ｙ［２］で位相変更を行う際の（ｓ１（ｔ）の変調方式、ｓ２（ｔ）の変調方式）のセットが（ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ）、（１６ＱＡＭ、ＱＰＳＫ）の両者が存在する。」
ことである。
　また、パワー変更部（８５０１Ａ）は、ｓ１（ｔ）の変調方式がＱＰＳＫのとき、ｓ１（ｔ）にａを乗算し、ａ×ｓ１（ｔ）を出力することになり、ｓ１（ｔ）の変調方式が１６ＱＡＭのとき、ｓ１（ｔ）にｂを乗算し、ｂ×ｓ１（ｔ）を出力することになる。
　パワー変更部（８５０１Ｂ）は、ｓ２（ｔ）の変調方式がＱＰＳＫのとき、ｓ２（ｔ）にａを乗算し、ａ×ｓ２（ｔ）を出力することになり、ｓ２（ｔ）の変調方式が１６ＱＡＭのとき、ｓ２（ｔ）にｂを乗算し、ｂ×ｓ２（ｔ）を出力することになる。
　なお、ＱＰＳＫのマッピングを施した変調信号の平均電力と１６ＱＡＭのマッピングを施した変調信号の平均電力を異なるように設定する場合の方法については、実施の形態Ｆ１で説明したとおりである。
　したがって、（ｓ１（ｔ）の変調方式、ｓ２（ｔ）の変調方式）のセットを考慮すると、図８７に示すように、位相変更と変調方式切り替えを考慮したときの周期は６＝３×２、（３：プリコーディング後に規則的に位相変更を行う方法で用いる位相変更値として用意した位相変更値の数、２：各位相変更値において、（ｓ１（ｔ）の変調方式、ｓ２（ｔ）の変調方式）のセットが（ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ）、（１６ＱＡＭ、ＱＰＳＫ）の両者が存在する）となる。
　以上のように、（ｓ１（ｔ）の変調方式、ｓ２（ｔ）の変調方式）のセットが（ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ）、（１６ＱＡＭ、ＱＰＳＫ）が存在するようにし、かつ、プリコーディング後に規則的に位相変更を行う方法で用いる位相変更値として用意した位相変更値の各位相変更において、（ｓ１（ｔ）の変調方式、ｓ２（ｔ）の変調方式）のセットが（ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ）、（１６ＱＡＭ、ＱＰＳＫ）の両者が存在するようにすることで、ＱＰＳＫの平均電力と１６ＱＡＭの平均電力が異なるよう設定しても、送信装置が具備する送信電力増幅器のＰＡＰＲに与える影響を少なくすることができ、送信装置の消費電力に与える影響を少なくできるとともに、本明細書で説明したように、ＬＯＳ環境での受信装置におけるデータの受信品質を改善することができるという効果を得ることができる。
　なお、上述の説明において、（ｓ１（ｔ）の変調方式、ｓ２（ｔ）の変調方式）のセットが（ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ）、（１６ＱＡＭ、ＱＰＳＫ）の場合で説明したが、これに限ったものではなく、（ｓ１（ｔ）の変調方式、ｓ２（ｔ）の変調方式）のセットが（ＱＰＳＫ、６４ＱＡＭ）、（６４ＱＡＭ、ＱＰＳＫ）、（ｓ１（ｔ）の変調方式、ｓ２（ｔ）の変調方式）のセットが（１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ）、（６４ＱＡＭ、１６ＱＡＭ）、（ｓ１（ｔ）の変調方式、ｓ２（ｔ）の変調方式）のセットが（１２８ＱＡＭ、６４ＱＡＭ）、（６４ＱＡＭ、１２８ＱＡＭ）、（ｓ１（ｔ）の変調方式、ｓ２（ｔ）の変調方式）のセットが（２５６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ）、（６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭ）等であってもよく、つまり、異なる２つの変調方式を用意し、ｓ１（ｔ）の変調方式とｓ２（ｔ）の変調方式を異なるように設定すれば、同様に実施することができる。
　図８８は、時間ｔ＝０からｔ＝１１における、各時間の、設定する変調方式、パワー変更値、位相変更値を表として示している。なお、ｚ１（ｔ）、ｚ２（ｔ）において、同一時間のｚ１（ｔ）、ｚ２（ｔ）は、異なるアンテナから、同一周波数を用いて送信されることになる。（図８８では、時間軸で記載しているが、ＯＦＤＭ方式のようなマルチキャリア伝送方式を用いているとき、時間軸方向で、各種方法を切り替えるのではなく、周波数（サブキャリア）軸方向で、各種方法を切り替えることも可能である。したがって、図８８に示しているように、ｔ＝０をｆ＝ｆ０、ｔ＝１をｆ＝ｆ１、・・・と置き換えて考えればよい。（ｆは周波数（サブキャリア）を示しており、ｆ０、ｆ１、・・・は使用する周波数（サブキャリア）を示している。）このとき、ｚ１（ｆ）、ｚ２（ｆ）において、同一周波数（同一サブキャリア）のｚ１（ｆ）、ｚ２（ｆ）は、異なるアンテナから、同一時間を用いて送信されることになる。）なお、図８８は、図８７で説明した要件を満たす、図８７とは異なる例である。
　図８８に示すように、変調方式がＱＰＳＫのとき、ＱＰＳＫの変調信号に対しては、パワー変更部（ここでは、パワー変更部と呼んでいるが、振幅変更部、重み付け部と呼んでもよい。）では、ａを乗算することになる（ａは実数）。そして、変調方式が１６ＱＡＭのとき、１６ＱＡＭの変調信号に対しては、パワー変更部（ここでは、パワー変更部と呼んでいるが、振幅変更部、重み付け部と呼んでもよい。）では、ｂを乗算することになる（ｂは実数）。
　図８８では、プリコーディング後に規則的に位相変更を行う方法で用いる位相変更値として、ｙ［０］，ｙ［１］，ｙ［２］の３種類を用意し、プリコーディング後に規則的に位相変更を行う方法としての切り替え周期は３となる。（ｔ０～ｔ２、ｔ３～ｔ５、・・・で周期を形成している。）
　そして、ｓ１（ｔ）の変調方式は、時間軸において、ＱＰＳＫと１６ＱＡＭが交互に設定されるようになっており、また、この点については、ｓ２（ｔ）についても同様である。そして、（ｓ１（ｔ）の変調方式、ｓ２（ｔ）の変調方式）のセットは、（ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ）または（１６ＱＡＭ、ＱＰＳＫ）となっている。
　このとき、重要となる点は、
「ｙ［０］で位相変更を行う際の（ｓ１（ｔ）の変調方式、ｓ２（ｔ）の変調方式）のセットが（ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ）、（１６ＱＡＭ、ＱＰＳＫ）の両者が存在している点であり、同様に、ｙ［１］で位相変更を行う際の（ｓ１（ｔ）の変調方式、ｓ２（ｔ）の変調方式）のセットが（ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ）、（１６ＱＡＭ、ＱＰＳＫ）の両者が存在しており、また、同様に、ｙ［２］で位相変更を行う際の（ｓ１（ｔ）の変調方式、ｓ２（ｔ）の変調方式）のセットが（ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ）、（１６ＱＡＭ、ＱＰＳＫ）の両者が存在する。」
である。
　また、パワー変更部（８５０１Ａ）は、ｓ１（ｔ）の変調方式がＱＰＳＫのとき、ｓ１（ｔ）にａを乗算し、ａ×ｓ１（ｔ）を出力することになり、ｓ１（ｔ）の変調方式が１６ＱＡＭのとき、ｓ１（ｔ）にｂを乗算し、ｂ×ｓ１（ｔ）を出力することになる。
　パワー変更部（８５０１Ｂ）は、ｓ２（ｔ）の変調方式がＱＰＳＫのとき、ｓ２（ｔ）にａを乗算し、ａ×ｓ２（ｔ）を出力することになり、ｓ２（ｔ）の変調方式が１６ＱＡＭのとき、ｓ２（ｔ）にｂを乗算し、ｂ×ｓ２（ｔ）を出力することになる。
　したがって、（ｓ１（ｔ）の変調方式、ｓ２（ｔ）の変調方式）のセットを考慮すると、図８８に示すように、位相変更と変調方式切り替えを考慮したときの周期は６＝３×２、（３：プリコーディング後に規則的に位相変更を行う方法で用いる位相変更値として用意した位相変更値の数、２：各位相変更値において、（ｓ１（ｔ）の変調方式、ｓ２（ｔ）の変調方式）のセットが（ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ）、（１６ＱＡＭ、ＱＰＳＫ）の両者が存在する）となる。
　以上のように、（ｓ１（ｔ）の変調方式、ｓ２（ｔ）の変調方式）のセットが（ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ）、（１６ＱＡＭ、ＱＰＳＫ）が存在するようにし、かつ、プリコーディング後に規則的に位相変更を行う方法で用いる位相変更値として用意した位相変更値の各位相変更値において、（ｓ１（ｔ）の変調方式、ｓ２（ｔ）の変調方式）のセットが（ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ）、（１６ＱＡＭ、ＱＰＳＫ）の両者が存在するようにすることで、ＱＰＳＫの平均電力と１６ＱＡＭの平均電力が異なるよう設定しても、送信装置が具備する送信電力増幅器のＰＡＰＲに与える影響を少なくすることができ、送信装置の消費電力に与える影響を少なくできるとともに、本明細書で説明したように、ＬＯＳ環境での受信装置におけるデータの受信品質を改善することができるという効果を得ることができる。
　なお、上述の説明において、（ｓ１（ｔ）の変調方式、ｓ２（ｔ）の変調方式）のセットが（ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ）、（１６ＱＡＭ、ＱＰＳＫ）の場合で説明したが、これに限ったものではなく、（ｓ１（ｔ）の変調方式、ｓ２（ｔ）の変調方式）のセットが（ＱＰＳＫ、６４ＱＡＭ）、（６４ＱＡＭ、ＱＰＳＫ）、（ｓ１（ｔ）の変調方式、ｓ２（ｔ）の変調方式）のセットが（１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ）、（６４ＱＡＭ、１６ＱＡＭ）、（ｓ１（ｔ）の変調方式、ｓ２（ｔ）の変調方式）のセットが（１２８ＱＡＭ、６４ＱＡＭ）、（６４ＱＡＭ、１２８ＱＡＭ）、（ｓ１（ｔ）の変調方式、ｓ２（ｔ）の変調方式）のセットが（２５６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ）、（６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭ）等であってもよく、つまり、異なる２つの変調方式を用意し、ｓ１（ｔ）の変調方式とｓ２（ｔ）の変調方式を異なるように設定すれば、同様に実施することができる。
　また、各時間（各周波数）の、設定する変調方式、パワー変更値、位相変更値の関係は、図８７、図８８に限ったものではない。
　以上をまとめると、以下の点が重要となる。
　（ｓ１（ｔ）の変調方式、ｓ２（ｔ）の変調方式）のセットが（変調方式Ａ、変調方式Ｂ）、（変調方式Ｂ、変調方式Ａ）が存在するようにし、変調方式Ａの平均電力と変調方式Ｂの平均電力が異なるように設定する。
そして、パワー変更部（８５０１Ａ）は、ｓ１（ｔ）の変調方式が変調方式Ａのとき、ｓ１（ｔ）にａを乗算し、ａ×ｓ１（ｔ）を出力することになり、ｓ１（ｔ）の変調方式が変調方式Ｂのとき、ｓ１（ｔ）にｂを乗算し、ｂ×ｓ１（ｔ）を出力する。同様に、パワー変更部（８５０１Ｂ）は、ｓ２（ｔ）の変調方式が変調方式Ａのとき、ｓ２（ｔ）にａを乗算し、ａ×ｓ２（ｔ）を出力することになり、ｓ２（ｔ）の変調方式が変調方式Ｂのとき、ｓ２（ｔ）にｂを乗算し、ｂ×ｓ２（ｔ）を出力する。
　また、プリコーディング後に規則的に位相変更を行う方法で用いる位相変更値として用意した位相変更値として、ｙ［０］、ｙ［１］、・・・、ｙ［Ｎ－２］、ｙ［Ｎ－１］（つまり、ｙ［ｋ］において、ｋは０以上Ｎ－１以下）が存在するものとする。そして、ｙ［ｋ］において、（ｓ１（ｔ）の変調方式、ｓ２（ｔ）の変調方式）のセットが（変調方式Ａ、変調方式Ｂ）、（変調方式Ｂ、変調方式Ａ）の両者が存在するものとする。（このとき、「すべてのｋで、ｙ［ｋ］において、（ｓ１（ｔ）の変調方式、ｓ２（ｔ）の変調方式）のセットが（変調方式Ａ、変調方式Ｂ）、（変調方式Ｂ、変調方式Ａ）の両者が存在する」としてもよいし、また、「ｙ［ｋ］において、（ｓ１（ｔ）の変調方式、ｓ２（ｔ）の変調方式）のセットが（変調方式Ａ、変調方式Ｂ）、（変調方式Ｂ、変調方式Ａ）の両者が存在する、ｋが存在する」としてもよい。）
　以上のように、（ｓ１（ｔ）の変調方式、ｓ２（ｔ）の変調方式）のセットが（変調方式Ａ、変調方式Ｂ）、（変調方式Ｂ、変調方式Ａ）が存在するようにし、かつ、プリコーディング後に規則的に位相変更を行う方法で用いる位相変更値として用意した位相変更値の各位相変更値において、（ｓ１（ｔ）の変調方式、ｓ２（ｔ）の変調方式）のセットが（変調方式Ａ、変調方式Ｂ）、（変調方式Ｂ、変調方式Ａ）の両者が存在するようにすることで、変調方式Ａの平均電力と変調方式Ｂの平均電力が異なるよう設定しても、送信装置が具備する送信電力増幅器のＰＡＰＲに与える影響を少なくすることができ、送信装置の消費電力に与える影響を少なくできるとともに、本明細書で説明したように、ＬＯＳ環境での受信装置におけるデータの受信品質を改善することができるという効果を得ることができる。
　上記に関連し、以下では、ｓ１（ｔ）、ｓ２（ｔ）の生成方法について説明する。図３、図４に示したように、ｓ１（ｔ）はマッピング部３０６Ａ、ｓ２（ｔ）はマッピング部３０６Ｂにより、生成される。したがって、上記の例では、図８７、図８８にしたがって、マッピング部３０６Ａ、３０６Ｂは、ＱＰＳＫのマッピングを行う場合と、１６ＱＡＭのマッピングを行う場合の切り替えを行うことになる。
　なお、図３、図４では、ｓ１（ｔ）を生成するためのマッピング部とｓ２（ｔ）を生成するためのマッピング部を別々に設けているが、必ずしもこれに限ったものではなく、例えば、図８９のように、マッピング部（８９０２）は、デジタルデータ（８９０１）を入力とし、例えば、図８７、図８８にしたがって、ｓ１（ｔ）、ｓ２（ｔ）を生成し、ｓ１（ｔ）をマッピング後の信号３０７Ａとして出力し、また、ｓ２（ｔ）をマッピング後の信号３０７Ｂとして出力する。
　図９０は、図８５、図８９とは異なる重み付け合成部（プリコーディング部）周辺の構成の一例を示している。図９０において、図３、図８５と同様に動作するものについては、同一符号を付している。そして、図９１は、図９０に対し、時間ｔ＝０からｔ＝１１における、各時間の、設定する変調方式、パワー変更値、位相変更値を表として示している。なお、ｚ１（ｔ）、ｚ２（ｔ）において、同一時間のｚ１（ｔ）、ｚ２（ｔ）は、異なるアンテナから、同一周波数を用いて送信されることになる。（図９１では、時間軸で記載しているが、ＯＦＤＭ方式のようなマルチキャリア伝送方式を用いているとき、時間軸方向で、各種方法を切り替えるのではなく、周波数（サブキャリア）軸方向で、各種方法を切り替えることも可能である。したがって、図９１に示しているように、ｔ＝０をｆ＝ｆ０、ｔ＝１をｆ＝ｆ１、・・・と置き換えて考えればよい。（ｆは周波数（サブキャリア）を示しており、ｆ０、ｆ１、・・・は使用する周波数（サブキャリア）を示している。）このとき、ｚ１（ｆ）、ｚ２（ｆ）において、同一周波数（同一サブキャリア）のｚ１（ｆ）、ｚ２（ｆ）は、異なるアンテナから、同一時間を用いて送信されることになる。）
　図９１に示すように、変調方式がＱＰＳＫのとき、ＱＰＳＫの変調信号に対しては、パワー変更部（ここでは、パワー変更部と呼んでいるが、振幅変更部、重み付け部と呼んでもよい。）では、ａを乗算することになる（ａは実数）。そして、変調方式が１６ＱＡＭのとき、１６ＱＡＭの変調信号に対しては、パワー変更部（ここでは、パワー変更部と呼んでいるが、振幅変更部、重み付け部と呼んでもよい。）では、ｂを乗算することになる（ｂは実数）。
　図９１では、プリコーディング後に規則的に位相変更を行う方法で用いる位相変更値として、ｙ［０］，ｙ［１］，ｙ［２］の３種類を用意し、プリコーディング後に規則的に位相変更を行う方法としての切り替え周期は３となる。（ｔ０～ｔ２、ｔ３～ｔ５、・・・で周期を形成している。）
　そして、ｓ１（ｔ）の変調方式は、ＱＰＳＫで固定となっており、ｓ２（ｔ）の変調方式は、１６ＱＡＭで固定となっている。そして、図９０の信号入れ替え部（９００１）は、マッピング後の信号３０７Ａ、３０７Ｂ、および、制御信号（８５００）を入力とし、制御信号（８５００）に基づき、マッピング後の信号３０７Ａ、３０７Ｂに対し、入れ替え（入れ替えを行わない場合もある）を行い、入れ替え後の信号（９００２Ａ：Ω１（ｔ））、および、入れ替え後の信号（９００２Ｂ：Ω２（ｔ））を出力する。
　このとき、重要となる点は、
「ｙ［０］で位相変更を行う際の（Ω１（ｔ）の変調方式、Ω２（ｔ）の変調方式）のセットが（ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ）、（１６ＱＡＭ、ＱＰＳＫ）の両者が存在している点であり、同様に、ｙ［１］で位相変更を行う際の（Ω１（ｔ）の変調方式、Ω２（ｔ）の変調方式）のセットが（ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ）、（１６ＱＡＭ、ＱＰＳＫ）の両者が存在しており、また、同様に、ｙ［２］で位相変更を行う際の（Ω１（ｔ）の変調方式、Ω２（ｔ）の変調方式）のセットが（ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ）、（１６ＱＡＭ、ＱＰＳＫ）の両者が存在する。」
ことである。
　また、パワー変更部（８５０１Ａ）は、Ω１（ｔ）の変調方式がＱＰＳＫのとき、Ω１（ｔ）にａを乗算し、ａ×Ω１（ｔ）を出力することになり、Ω１（ｔ）の変調方式が１６ＱＡＭのとき、Ω１（ｔ）にｂを乗算し、ｂ×Ω１（ｔ）を出力することになる。
　パワー変更部（８５０１Ｂ）は、Ω２（ｔ）の変調方式がＱＰＳＫのとき、Ω２（ｔ）にａを乗算し、ａ×Ω２（ｔ）を出力することになり、Ω２（ｔ）の変調方式が１６ＱＡＭのとき、Ω２（ｔ）にｂを乗算し、ｂ×Ω２（ｔ）を出力することになる。
　なお、ＱＰＳＫのマッピングを施した変調信号の平均電力と１６ＱＡＭのマッピングを施した変調信号の平均電力を異なるように設定する場合の方法については、実施の形態Ｆ１で説明したとおりである。
　したがって、（Ω１（ｔ）の変調方式、Ω２（ｔ）の変調方式）のセットを考慮すると、図９１に示すように、位相変更と変調方式切り替えを考慮したときの周期は６＝３×２、（３：プリコーディング後に規則的に位相変更を行う方法で用いる位相変更値として用意した位相変更値の数、２：各位相変更値において、（Ω１（ｔ）の変調方式、Ω２（ｔ）の変調方式）のセットが（ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ）、（１６ＱＡＭ、ＱＰＳＫ）の両者が存在する）となる。
　以上のように、（Ω１（ｔ）の変調方式、Ω２（ｔ）の変調方式）のセットが（ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ）、（１６ＱＡＭ、ＱＰＳＫ）が存在するようにし、かつ、プリコーディング後に規則的に位相変更を行う方法で用いる位相変更値として用意した位相変更値の各位相変更値において、（Ω１（ｔ）の変調方式、Ω２（ｔ）の変調方式）のセットが（ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ）、（１６ＱＡＭ、ＱＰＳＫ）の両者が存在するようにすることで、ＱＰＳＫの平均電力と１６ＱＡＭの平均電力が異なるよう設定しても、送信装置が具備する送信電力増幅器のＰＡＰＲに与える影響を少なくすることができ、送信装置の消費電力に与える影響を少なくできるとともに、本明細書で説明したように、ＬＯＳ環境での受信装置におけるデータの受信品質を改善することができるという効果を得ることができる。
　なお、上述の説明において、（Ω１（ｔ）の変調方式、Ω２（ｔ）の変調方式）のセットが（ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ）、（１６ＱＡＭ、ＱＰＳＫ）の場合で説明したが、これに限ったものではなく、（Ω１（ｔ）の変調方式、Ω２（ｔ）の変調方式）のセットが（ＱＰＳＫ、６４ＱＡＭ）、（６４ＱＡＭ、ＱＰＳＫ）、（Ω１（ｔ）の変調方式、Ω２（ｔ）の変調方式）のセットが（１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ）、（６４ＱＡＭ、１６ＱＡＭ）、（Ω１（ｔ）の変調方式、Ω２（ｔ）の変調方式）のセットが（１２８ＱＡＭ、６４ＱＡＭ）、（６４ＱＡＭ、１２８ＱＡＭ）、（Ω１（ｔ）の変調方式、Ω２（ｔ）の変調方式）のセットが（２５６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ）、（６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭ）等であってもよく、つまり、異なる２つの変調方式を用意し、Ω１（ｔ）の変調方式とΩ２（ｔ）の変調方式を異なるように設定すれば、同様に実施することができる。
　図９２は、図９０に対し、時間ｔ＝０からｔ＝１１における、各時間の、設定する変調方式、パワー変更値、位相変更値を表として示しており、図９１と異なる表である。なお、ｚ１（ｔ）、ｚ２（ｔ）において、同一時間のｚ１（ｔ）、ｚ２（ｔ）は、異なるアンテナから、同一周波数を用いて送信されることになる。（図９２では、時間軸で記載しているが、ＯＦＤＭ方式のようなマルチキャリア伝送方式を用いているとき、時間軸方向で、各種方法を切り替えるのではなく、周波数（サブキャリア）軸方向で、各種方法を切り替えることも可能である。したがって、図９２に示しているように、ｔ＝０をｆ＝ｆ０、ｔ＝１をｆ＝ｆ１、・・・と置き換えて考えればよい。（ｆは周波数（サブキャリア）を示しており、ｆ０、ｆ１、・・・は使用する周波数（サブキャリア）を示している。）このとき、ｚ１（ｆ）、ｚ２（ｆ）において、同一周波数（同一サブキャリア）のｚ１（ｆ）、ｚ２（ｆ）は、異なるアンテナから、同一時間を用いて送信されることになる。）
　図９２に示すように、変調方式がＱＰＳＫのとき、ＱＰＳＫの変調信号に対しては、パワー変更部（ここでは、パワー変更部と呼んでいるが、振幅変更部、重み付け部と呼んでもよい。）では、ａを乗算することになる（ａは実数）。そして、変調方式が１６ＱＡＭのとき、１６ＱＡＭの変調信号に対しては、パワー変更部（ここでは、パワー変更部と呼んでいるが、振幅変更部、重み付け部と呼んでもよい。）では、ｂを乗算することになる（ｂは実数）。
　図９２では、プリコーディング後に規則的に位相変更を行う方法で用いる位相変更値として、ｙ［０］，ｙ［１］，ｙ［２］の３種類を用意し、プリコーディング後に規則的に位相変更を行う方法としての切り替え周期は３となる。（ｔ０～ｔ２、ｔ３～ｔ５、・・・で周期を形成している。）
　そして、ｓ１（ｔ）の変調方式は、ＱＰＳＫで固定となっており、ｓ２（ｔ）の変調方式は、１６ＱＡＭで固定となっている。そして、図９０の信号入れ替え部（９００１）は、マッピング後の信号３０７Ａ、３０７Ｂ、および、制御信号（８５００）を入力とし、制御信号（８５００）に基づき、マッピング後の信号３０７Ａ、３０７Ｂに対し、入れ替え（入れ替えを行わない場合もある）を行い、入れ替え後の信号（９００２Ａ：Ω１（ｔ））、および、入れ替え後の信号（９００２Ｂ：Ω２（ｔ））を出力する。
　このとき、重要となる点は、
「ｙ［０］で位相変更を行う際の（Ω１（ｔ）の変調方式、Ω２（ｔ）の変調方式）のセットが（ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ）、（１６ＱＡＭ、ＱＰＳＫ）の両者が存在している点であり、同様に、ｙ［１］で位相変更を行う際の（Ω１（ｔ）の変調方式、Ω２（ｔ）の変調方式）のセットが（ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ）、（１６ＱＡＭ、ＱＰＳＫ）の両者が存在しており、また、同様に、ｙ［２］で位相変更を行う際の（Ω１（ｔ）の変調方式、Ω２（ｔ）の変調方式）のセットが（ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ）、（１６ＱＡＭ、ＱＰＳＫ）の両者が存在する。」
ことである。
　また、パワー変更部（８５０１Ａ）は、Ω１（ｔ）の変調方式がＱＰＳＫのとき、Ω１（ｔ）にａを乗算し、ａ×Ω１（ｔ）を出力することになり、Ω１（ｔ）の変調方式が１６ＱＡＭのとき、Ω１（ｔ）にｂを乗算し、ｂ×Ω１（ｔ）を出力することになる。
　パワー変更部（８５０１Ｂ）は、Ω２（ｔ）の変調方式がＱＰＳＫのとき、Ω２（ｔ）にａを乗算し、ａ×Ω２（ｔ）を出力することになり、Ω２（ｔ）の変調方式が１６ＱＡＭのとき、Ω２（ｔ）にｂを乗算し、ｂ×Ω２（ｔ）を出力することになる。
　なお、ＱＰＳＫのマッピングを施した変調信号の平均電力と１６ＱＡＭのマッピングを施した変調信号の平均電力を異なるように設定する場合の方法については、実施の形態Ｆ１で説明したとおりである。
　したがって、（Ω１（ｔ）の変調方式、Ω２（ｔ）の変調方式）のセットを考慮すると、図９２に示すように、位相変更と変調方式切り替えを考慮したときの周期は６＝３×２、（３：プリコーディング後に規則的に位相変更を行う方法で用いる位相変更値として用意した位相変更値の数、２：各位相変更値において、（Ω１（ｔ）の変調方式、Ω２（ｔ）の変調方式）のセットが（ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ）、（１６ＱＡＭ、ＱＰＳＫ）の両者が存在する）となる。
　以上のように、（Ω１（ｔ）の変調方式、Ω２（ｔ）の変調方式）のセットが（ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ）、（１６ＱＡＭ、ＱＰＳＫ）が存在するようにし、かつ、プリコーディング後に規則的に位相変更を行う方法で用いる位相変更値として用意した位相変更値の各位相変更値において、（Ω１（ｔ）の変調方式、Ω２（ｔ）の変調方式）のセットが（ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ）、（１６ＱＡＭ、ＱＰＳＫ）の両者が存在するようにすることで、ＱＰＳＫの平均電力と１６ＱＡＭの平均電力が異なるよう設定しても、送信装置が具備する送信電力増幅器のＰＡＰＲに与える影響を少なくすることができ、送信装置の消費電力に与える影響を少なくできるとともに、本明細書で説明したように、ＬＯＳ環境での受信装置におけるデータの受信品質を改善することができるという効果を得ることができる。
　なお、上述の説明において、（Ω１（ｔ）の変調方式、Ω２（ｔ）の変調方式）のセットが（ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ）、（１６ＱＡＭ、ＱＰＳＫ）の場合で説明したが、これに限ったものではなく、（Ω１（ｔ）の変調方式、Ω２（ｔ）の変調方式）のセットが（ＱＰＳＫ、６４ＱＡＭ）、（６４ＱＡＭ、ＱＰＳＫ）、（Ω１（ｔ）の変調方式、Ω２（ｔ）の変調方式）のセットが（１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ）、（６４ＱＡＭ、１６ＱＡＭ）、（Ω１（ｔ）の変調方式、Ω２（ｔ）の変調方式）のセットが（１２８ＱＡＭ、６４ＱＡＭ）、（６４ＱＡＭ、１２８ＱＡＭ）、（Ω１（ｔ）の変調方式、Ω２（ｔ）の変調方式）のセットが（２５６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ）、（６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭ）等であってもよく、つまり、異なる２つの変調方式を用意し、Ω１（ｔ）の変調方式とΩ２（ｔ）の変調方式を異なるように設定すれば、同様に実施することができる。
　また、各時間（各周波数）の、設定する変調方式、パワー変更値、位相変更値の関係は、図９１、図９２に限ったものではない。
　以上をまとめると、以下の点が重要となる。
　（Ω１（ｔ）の変調方式、Ω２（ｔ）の変調方式）のセットが（変調方式Ａ、変調方式Ｂ）、（変調方式Ｂ、変調方式Ａ）が存在するようにし、変調方式Ａの平均電力と変調方式Ｂの平均電力が異なるように設定する。
　そして、パワー変更部（８５０１Ａ）は、Ω１（ｔ）の変調方式が変調方式Ａのとき、Ω１（ｔ）にａを乗算し、ａ×Ω１（ｔ）を出力することになり、Ω１（ｔ）の変調方式が変調方式Ｂのとき、Ω１（ｔ）にｂを乗算し、ｂ×Ω１（ｔ）を出力する。同様に、パワー変更部（８５０１Ｂ）は、Ω２（ｔ）の変調方式が変調方式Ａのとき、Ω２（ｔ）にａを乗算し、ａ×Ω２（ｔ）を出力することになり、Ω２（ｔ）の変調方式が変調方式Ｂのとき、Ω２（ｔ）にｂを乗算し、ｂ×Ω２（ｔ）を出力する。
　また、プリコーディング後に規則的に位相変更を行う方法で用いる位相変更値として用意した位相変更値として、ｙ［０］、ｙ［１］、・・・、ｙ［Ｎ－２］、ｙ［Ｎ－１］（つまり、ｙ［ｋ］において、ｋは０以上Ｎ－１以下）が存在するものとする。そして、ｙ［ｋ］において、（Ω１（ｔ）の変調方式、Ω２（ｔ）の変調方式）のセットが（変調方式Ａ、変調方式Ｂ）、（変調方式Ｂ、変調方式Ａ）の両者が存在するものとする。（このとき、「すべてのｋで、ｙ［ｋ］において、（Ω１（ｔ）の変調方式、Ω２（ｔ）の変調方式）のセットが（変調方式Ａ、変調方式Ｂ）、（変調方式Ｂ、変調方式Ａ）の両者が存在する」としてもよいし、また、「ｙ［ｋ］において、（Ω１（ｔ）の変調方式、Ω２（ｔ）の変調方式）のセットが（変調方式Ａ、変調方式Ｂ）、（変調方式Ｂ、変調方式Ａ）の両者が存在する、ｋが存在する」としてもよい。）
　以上のように、（Ω１（ｔ）の変調方式、Ω２（ｔ）の変調方式）のセットが（変調方式Ａ、変調方式Ｂ）、（変調方式Ｂ、変調方式Ａ）が存在するようにし、かつ、プリコーディング後に規則的に位相変更を行う方法で用いる位相変更値として用意した位相変更値の各位相変更値において、（Ω１（ｔ）の変調方式、Ω２（ｔ）の変調方式）のセットが（変調方式Ａ、変調方式Ｂ）、（変調方式Ｂ、変調方式Ａ）の両者が存在するようにすることで、変調方式Ａの平均電力と変調方式Ｂの平均電力が異なるよう設定しても、送信装置が具備する送信電力増幅器のＰＡＰＲに与える影響を少なくすることができ、送信装置の消費電力に与える影響を少なくできるとともに、本明細書で説明したように、ＬＯＳ環境での受信装置におけるデータの受信品質を改善することができるという効果を得ることができる。
　次に、受信装置の動作について、説明する。受信装置の動作については、実施の形態１等で説明したとおりであり、例えば、受信装置の構成は、図７、図８、図９に示されている。
　図５の関係から、受信信号ｒ１（ｔ）、ｒ２（ｔ）は、チャネル変動値、ｈ１１（ｔ）、ｈ１２（ｔ）、ｈ２１（ｔ）、ｈ２２（ｔ）を用いると、図８７、図８８、図９１、図９２のように送信装置が変調信号を送信した場合、以下の２つの式のいずれかの関係が成立する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000093
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000094
　ただし、式（Ｇ１）、式（Ｇ２）に示すＦは、時間ｔに用いたプリコーディング行列であり、ｙ（ｔ）は位相変更値ある。受信装置は、上記２つの式の関係を利用して、復調（検波）を行うことになる（実施の形態１の説明と同様に実施すればよいことになる）。ただし、上記２つの式には、雑音成分、周波数オフセット、チャネル推定誤差等の歪み成分は、式にあらわされておらず、これらを含んだ形で、復調（検波）が行われることになる。なお、送信装置がパワー変更を行うために使用するｕ、ｖの値については、送信装置が、これらに関する情報を送信するか、または、使用する送信モード（送信方法、変調方式、誤り訂正方式等）の情報を送信し、受信装置は、その情報を得ることで、送信装置が用いたｕ、ｖの値を知ることができ、これにより、上記２つの関係式を導き、復調（検波）を行うことになる。
　本実施の形態では、時間軸方向に位相変更値を切り替える場合を例として説明するが、他の実施の形態の説明と同様に、ＯＦＤＭ方式のようなマルチキャリア伝送を用いている場合、周波数軸方向に位相変更値を切り替える場合についても、同様に実施することができる。このとき、本実施の形態で用いているｔをｆ（周波数（（サブ）キャリア））に置き換えることになる。また、時間―周波数軸方向で、位相変更値を切り替える場合についても同様に実施することが可能である。なお、本実施の形態におけるプリコーディング後に規則的に位相変更を行う方法は、本明細書で説明したプリコーディング後に規則的に位相変更を行う方法に限定されるものではなく、また、位相変更を行わず、プリコーディングを行う方式に対して、本実施の形態を適用しても、ＰＡＰＲへの影響が少ない、という効果を得ることができる。
 
（実施の形態Ｇ２）
　本実施の形態では、放送（または、通信）システムが、ｓ１の変調方式がＱＰＳＫ、ｓ２の変調方式が１６ＱＡＭの場合とｓ１の変調方式が１６ＱＡＭ、ｓ２の変調方式が１６ＱＡＭの場合をサポートしている場合、回路規模を削減することができる、プリコーディング後に規則的に位相変更を行う方法について説明する。
　まず、ｓ１の変調方式が１６ＱＡＭ、ｓ２の変調方式が１６ＱＡＭの場合のプリコーディング後に規則的に位相変更を行う方法について述べる。
　ｓ１の変調方式が１６ＱＡＭ、ｓ２の変調方式が１６ＱＡＭの場合のプリコーディング後に規則的に位相変更を行う方法に用いるプリコーディング行列の例を実施の形態１で示している。プリコーディング行列Ｆは次式であれわされる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000095
　以下では、ｓ１の変調方式が１６ＱＡＭ、ｓ２の変調方式が１６ＱＡＭの場合のプリコーディング後に規則的に位相変更を行う方法のプリコーディング行列として、式（Ｇ３）を用いる場合を例に説明する。
　本実施の形態における、ｓ１の変調方式がＱＰＳＫ、ｓ２の変調方式が１６ＱＡＭの場合とｓ１の変調方式が１６ＱＡＭ、ｓ２の変調方式が１６ＱＡＭの場合をサポートしている場合の重み付け合成（プリコーディング）部周辺の構成を図９３に示す。図９３において、図３、図６、図８５と同様に動作するものについては、同一符号を付し、ここでは説明を省略する。
　図９３のベースバンド信号入れ替え部９３０１は、プリコーディング後の信号３０９Ａ（ｚ１（ｔ））およびプリコーディング・位相変更後の信号３０９Ｂ（ｚ２（ｔ））、制御信号８５００を入力とし、制御信号８５００が、「信号の入れ替えを行わない」ということを示している場合、信号９３０２Ａ（ｒ１（ｔ））としてプリコーディング後の信号３０９Ａ（ｚ１（ｔ））を出力し、信号９３０２Ｂ（ｒ２（ｔ））としてプリコーディング・位相変更後の信号３０９Ｂ（ｚ２（ｔ））を出力する。
　そして、制御信号８５００が、「信号の入れ替えを行う」ということを示している場合、ベースバンド信号入れ替え部８５０１は、
時間２ｋのとき（ｋは整数）
信号９３０２Ａ（ｒ１（２ｋ））として、プリコーディング後の信号３０９Ａ（ｚ１（２ｋ））を出力し、信号９３０２Ｂ（ｒ２（２ｋ））としてプリコーディング・位相変更後の信号３０９Ｂ（ｚ２（２ｋ））を出力する
とし、
時間２ｋ＋１のとき（ｋは整数）
信号９３０２Ａ（ｒ１（２ｋ＋１））としてプリコーディング・位相変更後の信号３０９Ｂ（ｚ２（２ｋ＋１））を出力し、信号９３０２Ｂ（ｒ２（２ｋ＋１））としてプリコーディング後の信号３０９Ａ（ｚ１（２ｋ＋１））を出力する。
また、
時間２ｋのとき（ｋは整数）
信号９３０２Ａ（ｒ１（２ｋ））としてプリコーディング・位相変更後の信号３０９Ｂ（ｚ２（２ｋ））を出力し、信号９３０２Ｂ（ｒ２（２ｋ））としてプリコーディング後の信号３０９Ａ（ｚ１（２ｋ））を出力する
とし、
時間２ｋ＋１のとき（ｋは整数）
信号９３０２Ａ（ｒ１（２ｋ＋１））として、プリコーディング後の信号３０９Ａ（ｚ１（２ｋ＋１））を出力し、信号９３０２Ｂ（ｒ２（２ｋ＋１））としてプリコーディング・位相変更後の信号３０９Ｂ（ｚ２（２ｋ＋１））を出力する。（ただし、上述の信号の入れ替えは、一つの例であり、これに限ったものではなく、「信号の入れ替えを行う」となった場合、信号の入れ替えを行うことがある、ということが重要となる。）
　そして、図３、図４、図５、図１２、図１３等で説明したように、信号９３０２Ａ（ｒ１（ｔ））は、ｚ１（ｔ）のかわりに、アンテナから送信される（ただし、図３、図４、図５、図１２、図１３等で示したように、所定の処理が行われる。）。また、信号９３０２Ｂ（ｒ２（ｔ））は、ｚ２（ｔ）のかわりに、アンテナから送信される（ただし、図３、図４、図５、図１２、図１３等で示したように、所定の処理が行われる。）。このとき、信号９３０２Ａ（ｒ１（ｔ））と信号９３０２Ｂ（ｒ２（ｔ））は異なるアンテナから送信されることになる。
　なお、この信号入れ替えは、プリコーディングを行っているシンボルに対して行われるのであって、他の挿入されているシンボル、例えば、パイロットシンボルやプリコーディングを行わない情報を伝送するためのシンボル（例えば、制御情報シンボル）には適用されないものとする。また、上述では、時間軸方向で、プリコーディング後に規則的に位相変更を行う方法を適用する場合について、説明しているが、これに限ったものではなく、周波数軸において、または、時間―周波数軸において、プリコーディング後に規則的に位相変更を行う方法を適用する場合でも同様に本実施の形態を適用することができ、また、信号入れ替えについても、上述では、時間軸方法で説明を行っているが、周波数軸において、または、時間―周波数軸において、信号入れ替えを行ってもよい。
　次に、ｓ１の変調方式が１６ＱＡＭ、ｓ２の変調方式が１６ＱＡＭの場合の図９３の各部の動作について説明する。
　ｓ１（ｔ）およびｓ２（ｔ）は、変調方式１６ＱＡＭのベースバンド信号（マッピング後の信号）であるため、マッピング方法は、図８０のとおりであり、ｇは式（７９）のとおりである。
　パワー変更部（８５０１Ａ）は、変調方式１６ＱＡＭのベースバンド信号（マッピング後の信号）３０７Ａ、制御信号（８５００）を入力とし、制御信号（８５００）に基づき、設定したパワー変更のための値をｖとすると、変調方式１６ＱＡＭのベースバンド信号（マッピング後の信号）３０７Ａをｖ倍した信号（パワー変更後の信号：８５０２Ａ）を出力する。
　パワー変更部（８５０１Ｂ）は、変調方式１６ＱＡＭのベースバンド信号（マッピング後の信号）３０７Ｂ、制御信号（８５００）を入力とし、制御信号（８５００）に基づき、設定したパワー変更のための値をｕとすると、変調方式１６ＱＡＭのベースバンド信号（マッピング後の信号）３０７Ｂをｕ倍した信号（パワー変更後の信号：８５０２Ｂ）を出力する。
　このとき、ｖ＝ｕ＝Ωであり、ｖ２：ｕ２＝１：１とする。これにより、受信装置は、高いデータの受信品質を得ることができることになる。
　重み付け合成部６００は、パワー変更後の信号８５０２Ａ（変調方式１６ＱＡＭのベースバンド信号（マッピング後の信号）３０７Ａをｖ倍した信号）およびパワー変更後の信号８５０２Ｂ（変調方式１６ＱＡＭのベースバンド信号（マッピング後の信号）３０７Ｂをｕ倍した信号）、信号処理方法に関する情報３１５を入力とし、重み付け合成方法に関する情報３１５の情報に基づいて、プリコーディング行列を決定し、プリコーディングが行われ、プリコーディング後の信号３０９Ａ（ｚ１（ｔ））および、プリコーディング後の信号３１６Ｂ（ｚ２’（ｔ））を出力する。
　位相変更部３１７Ｂは、プリコーディング後の信号３１６Ｂ（ｚ２’（ｔ））、信号処理方法に関する情報３１５を入力とし、プリコーディング後の信号３１６Ｂ（ｚ２’（ｔ））に対し、信号処理方法に関する情報３１５に基づく位相変更方法を施し、プリコーディング・位相変更後の信号３０９Ｂ（ｚ２（ｔ））を出力する。
　このとき、プリコーディング後に規則的に位相変更を行う方法におけるプリコーディング行列をＦ、位相変更値をｙ（ｔ）とすると、以下の関係式が成立する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000096
　ただし、ｙ（ｔ）は絶対値が１の複素数（したがって、ｙ（ｔ）はｅｊθとあらわすことができる）である。
　ｓ１の変調方式が１６ＱＡＭ、ｓ２の変調方式が１６ＱＡＭのとき、プリコーディング後に規則的に位相変更を行う方法を適用したときのプリコーディング行列Ｆが、式（Ｇ３）であらわされたとき、実施の形態１で示したように、αとして、式（３７）が適した値となる。αが式（３７）であらわされたとき、ｚ１（ｔ）、ｚ２（ｔ）いずれも、図９４のように、Ｉ－Ｑ平面において、２５６点のいずれかの信号点に相当するベースバンド信号となる。なお、図９４は一例であり、原点を中心に、位相を回転させた形の２５６点の信号点配置となることもある。
　ｓ１の変調方式が１６ＱＡＭ、ｓ２の変調方式が１６ＱＡＭであるので、重み付け合成、および、位相変更された信号であるｚ１（ｔ）、ｚ２（ｔ）はいずれも、１６ＱＡＭで４ビット、１６ＱＡＭで４ビットの計８ビットが伝送されているので、図９４のように２５６点の信号点となるが、このとき、信号点の最小ユークリッド距離が大きいため、受信装置において、よりよいデータの受信品質が得られることになる。
　ベースバンド信号入れ替え部９３０１は、プリコーディング後の信号３０９Ａ（ｚ１（ｔ））およびプリコーディング・位相変更後の信号３０９Ｂ（ｚ２（ｔ））、制御信号８５００を入力とし、ｓ１の変調方式が１６ＱＡＭ、ｓ２の変調方式が１６ＱＡＭであるので、制御信号８５００が、「信号の入れ替えを行わない」ということを示しており、したがって、信号９３０２Ａ（ｒ１（ｔ））としてプリコーディング後の信号３０９Ａ（ｚ１（ｔ））を出力し、信号９３０２Ｂ（ｒ２（ｔ））としてプリコーディング・位相変更後の信号３０９Ｂ（ｚ２（ｔ））を出力する。
　次に、ｓ１の変調方式がＱＰＳＫ、ｓ２の変調方式が１６ＱＡＭの場合の図１１６の各部の動作について説明する。
　ｓ１（ｔ）は、変調方式ＱＰＳＫのベースバンド信号（マッピング後の信号）とし、マッピング方法は、図８１のとおりであり、ｈは式（７８）のとおりである。ｓ２（ｔ）は、変調方式１６ＱＡＭのベースバンド信号（マッピング後の信号）であるため、マッピング方法は、図８０のとおりであり、ｇは式（７９）のとおりである。
　パワー変更部（８５０１Ａ）は、変調方式ＱＰＳＫのベースバンド信号（マッピング後の信号）３０７Ａ、制御信号（８５００）を入力とし、制御信号（８５００）に基づき、設定したパワー変更のための値をｖとすると、変調方式ＱＰＳＫのベースバンド信号（マッピング後の信号）３０７Ａをｖ倍した信号（パワー変更後の信号：８５０２Ａ）を出力する。
　パワー変更部（８５０１Ｂ）は、変調方式１６ＱＡＭのベースバンド信号（マッピング後の信号）３０７Ｂ、制御信号（８５００）を入力とし、制御信号（８５００）に基づき、設定したパワー変更のための値をｕとすると、変調方式１６ＱＡＭのベースバンド信号（マッピング後の信号）３０７Ｂをｕ倍した信号（パワー変更後の信号：８５０２Ｂ）を出力する。
　このとき、実施の形態Ｆ１において、「ＱＰＳＫの平均電力と１６ＱＡＭの平均電力の比はｖ２：ｕ２＝１：５」にすると一つの良い例であることを示した。（これにより、受信装置は、高いデータの受信品質を得ることができることになる。）このときのプリコーディング後に規則的に位相変更を行う方法について以下で説明する。
　重み付け合成部６００は、パワー変更後の信号８５０２Ａ（変調方式ＱＰＳＫのベースバンド信号（マッピング後の信号）３０７Ａをｖ倍した信号）およびパワー変更後の信号８５０２Ｂ（変調方式１６ＱＡＭのベースバンド信号（マッピング後の信号）３０７Ｂをｕ倍した信号）、信号処理方法に関する情報３１５を入力とし、信号処理方法に関する情報３１５の情報に基づいて、プリコーディングが行われ、プリコーディング後の信号３０９Ａ（ｚ１（ｔ））および、プリコーディング後の信号３１６Ｂ（ｚ２’（ｔ））を出力する。
　このとき、プリコーディング後に規則的に位相変更を行う方法におけるプリコーディング行列をＦ、位相変更値をｙ（ｔ）とすると、以下の関係式が成立する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000097
　ただし、ｙ（ｔ）は絶対値が１の複素数（したがって、ｙ（ｔ）はｅｊθとあらわすことができる）である。
　ｓ１の変調方式がＱＰＳＫ、ｓ２の変調方式が１６ＱＡＭのとき、プリコーディング後に規則的に位相変更を行う方法を適用したときのプリコーディング行列Ｆが、式（Ｇ３）であらわさたとき、ｓ１の変調方式が１６ＱＡＭ、ｓ２の変調方式が１６ＱＡＭのときと同様、αとして、式（３７）が適した値となる。その理由について説明する。
　図９５は、上述の送信状態における１６ＱＡＭのＩ－Ｑ平面における１６点の信号点とＱＰＳＫのＩ－Ｑ平面における４点の信号点の位置の関係を示しており、○は１６ＱＡＭの信号点、●はＱＰＳＫの信号点である。図９５からわかるように、１６ＱＡＭの１６個の信号点の内の４つとＱＰＳＫの４つの信号点とは重なる状態となる。このような状況で、プリコーディング後に規則的に位相変更を行う方法を適用したときのプリコーディング行列Ｆが、式（Ｇ３）であらわされ、αとして、式（３７）とした場合、ｚ１（ｔ）及びｚ２（ｔ）はいずれも、ｓ１の変調方式が１６ＱＡＭ、ｓ２の変調方式が１６ＱＡＭである時の図９４の２５６点の信号点に対し、６４点抽出した信号点に相当するベースバンド信号となる。なお、図９４は一例であり、原点を中心に、位相を回転させた形の２５６点の信号点配置となることもある。
　ｓ１の変調方式がＱＰＳＫ、ｓ２の変調方式が１６ＱＡＭであるので、重み付け合成・位相変更された信号であるｚ１（ｔ）、ｚ２（ｔ）はＱＰＳＫ２ビット、１６ＱＡＭで４ビットの計６ビットが伝送されているので、６４点の信号点となるが、このとき、上述で説明したような６４点の信号点となるので、信号点の最小ユークリッド距離が大きいため、受信装置において、よりよいデータの受信品質が得られることになる。
　ベースバンド信号入れ替え部９３０１は、プリコーディング後の信号３０９Ａ（ｚ１（ｔ））およびプリコーディング・位相変更後の信号３０９Ｂ（ｚ２（ｔ））、制御信号８５００を入力とし、ｓ１の変調方式がＱＰＳＫ、ｓ２の変調方式が１６ＱＡＭであるので、制御信号８５００が、「信号の入れ替えを行う」ということを示しているので、ベースバンド信号入れ替え部９３０１は、例えば、
時間２ｋのとき（ｋは整数）
信号９３０２Ａ（ｒ１（２ｋ））として、プリコーディング後の信号３０９Ａ（ｚ１（２ｋ））を出力し、信号９３０２Ｂ（ｒ２（２ｋ））としてプリコーディング・位相変更後の信号３０９Ｂ（ｚ２（２ｋ））を出力する
とし、
時間２ｋ＋１のとき（ｋは整数）
信号９３０２Ａ（ｒ１（２ｋ＋１））としてプリコーディング・位相変更後の信号３０９Ｂ（ｚ２（２ｋ＋１））を出力し、信号９３０２Ｂ（ｒ２（２ｋ＋１））としてプリコーディング後の信号３０９Ａ（ｚ１（２ｋ＋１））を出力する。
また、
時間２ｋのとき（ｋは整数）
信号９３０２Ａ（ｒ１（２ｋ））としてプリコーディング・位相変更後の信号３０９Ｂ（ｚ２（２ｋ））を出力し、信号９３０２Ｂ（ｒ２（２ｋ））としてプリコーディング後の信号３０９Ａ（ｚ１（２ｋ））を出力する
とし、
時間２ｋ＋１のとき（ｋは整数）
信号９３０２Ａ（ｒ１（２ｋ＋１））として、プリコーディング後の信号３０９Ａ（ｚ１（２ｋ＋１））を出力し、信号９３０２Ｂ（ｒ２（２ｋ＋１））としてプリコーディング・位相変更後の信号３０９Ｂ（ｚ２（２ｋ＋１））を出力する。
　なお、上述では、ｓ１の変調方式がＱＰＳＫ、ｓ２の変調方式が１６ＱＡＭのとき、信号入れ替えを行うものとしている。このようにすることで、実施の形態Ｆ１で記載したように、ＰＡＰＲの削減が可能なため、送信装置の消費電力を抑えることができるという効果を得ることができる。ただし、送信装置の消費電力を問題としない場合、ｓ１の変調方式が１６ＱＡＭ、ｓ２の変調方式が１６ＱＡＭのときと同様に、信号の入れ替えを行わない、としてもよい。
　また、ｓ１の変調方式がＱＰＳＫ、ｓ２の変調方式が１６ＱＡＭのとき、ｖ２：ｕ２＝１：５とした場合がよい例であるので、このときを例に説明したが、ｖ２＜ｕ２という条件で、ｓ１の変調方式がＱＰＳＫ、ｓ２の変調方式が１６ＱＡＭの場合のプリコーディング後に規則的に位相変更を行う方法とｓ１の変調方式が１６ＱＡＭ、ｓ２の変調方式が１６ＱＡＭの場合のプリコーディング後に規則的に位相変更を行う方法を同一として、両者の場合で、良好な受信品質を得ることができる場合は存在する。したがって、ｖ２：ｕ２＝１：５に限ったものではない。
　以上のように、ｓ１の変調方式がＱＰＳＫ、ｓ２の変調方式が１６ＱＡＭの場合のプリコーディング後に規則的に位相変更を行う方法とｓ１の変調方式が１６ＱＡＭ、ｓ２の変調方式が１６ＱＡＭの場合のプリコーディング後に規則的に位相変更を行う方法を同一の方法とすることで、送信装置の回路規模を削減することができるとともに、式（Ｇ４）および式（Ｇ５）、信号入れ替え方法、に基づいて、受信装置は、復調を行うことになるが、上記のように、信号点を共有しているため、受信候補信号点を求める演算部の共有が可能となるため、受信装置において、回路規模を削減することができるという効果を得ることができる。
　なお、本実施の形態では、式（Ｇ３）を用いたプリコーディング後に規則的に位相変更を行う方法を例に説明したが、プリコーディング後に規則的に位相変更を行う方法はこれに限ったものではない。
　本発明とポイントとなる点は、以下のようになる。
・ｓ１の変調方式がＱＰＳＫ、ｓ２の変調方式が１６ＱＡＭの場合とｓ１の変調方式が１６ＱＡＭ、ｓ２の変調方式が１６ＱＡＭの場合をサポートしている場合、両者の場合で使用するプリコーディング後に規則的に位相変更を行う方法を同一とする。
・ｓ１の変調方式が１６ＱＡＭ、ｓ２の変調方式が１６ＱＡＭの場合ｖ２＝ｕ２であり、ｓ１の変調方式がＱＰＳＫ、ｓ２の変調方式が１６ＱＡＭの場合、ｖ２＜ｕ２の条件を満たす
ということになる。
　なお、受信装置において、良好な受信品質を得ることができるよい例としては、
例１（以下の２つの項目を満たす。）：
・ｓ１の変調方式が１６ＱＡＭ、ｓ２の変調方式が１６ＱＡＭの場合ｖ２＝ｕ２であり、ｓ１の変調方式がＱＰＳＫ、ｓ２の変調方式が１６ＱＡＭの場合、ｖ２：ｕ２＝１：５の条件を満たす。
・ｓ１の変調方式が１６ＱＡＭ、ｓ２の変調方式が１６ＱＡＭの場合、ｓ１の変調方式がＱＰＳＫ、ｓ２の変調方式が１６ＱＡＭの場合、いずれの場合も、同一のプリコーディング後に規則的に位相変更を行う方法を用いる。
例２（以下の２つの項目を満たす。）：
・ｓ１の変調方式が１６ＱＡＭ、ｓ２の変調方式が１６ＱＡＭの場合ｖ２＝ｕ２であり、ｓ１の変調方式がＱＰＳＫ、ｓ２の変調方式が１６ＱＡＭの場合、ｖ２＜ｕ２の条件を満たす。
・ｓ１の変調方式がＱＰＳＫ、ｓ２の変調方式が１６ＱＡＭの場合とｓ１の変調方式が１６ＱＡＭ、ｓ２の変調方式が１６ＱＡＭの場合をサポートしている場合、両者の場合で使用するプリコーディング後に規則的に位相変更を行う方法は同一であり、プリコーディング行列は式（Ｇ３）であらわされる。
例３（以下の２つの項目を満たす。）：
・ｓ１の変調方式が１６ＱＡＭ、ｓ２の変調方式が１６ＱＡＭの場合ｖ２＝ｕ２であり、ｓ１の変調方式がＱＰＳＫ、ｓ２の変調方式が１６ＱＡＭの場合、ｖ２＜ｕ２の条件を満たす。
・ｓ１の変調方式がＱＰＳＫ、ｓ２の変調方式が１６ＱＡＭの場合とｓ１の変調方式が１６ＱＡＭ、ｓ２の変調方式が１６ＱＡＭの場合をサポートしている場合、両者の場合で使用するプリコーディング後に規則的に位相変更を行う方法は同一であり、プリコーディング行列は式（Ｇ３）であらわされ、αは式（３７）であらわされる。
例４（以下の２つの項目を満たす。）：
・ｓ１の変調方式が１６ＱＡＭ、ｓ２の変調方式が１６ＱＡＭの場合ｖ２＝ｕ２であり、ｓ１の変調方式がＱＰＳＫ、ｓ２の変調方式が１６ＱＡＭの場合、ｖ２：ｕ２＝１：５の条件を満たす。
・ｓ１の変調方式がＱＰＳＫ、ｓ２の変調方式が１６ＱＡＭの場合とｓ１の変調方式が１６ＱＡＭ、ｓ２の変調方式が１６ＱＡＭの場合をサポートしている場合、両者の場合で使用するプリコーディング後に規則的に位相変更を行う方法は同一であり、プリコーディング行列は式（Ｇ３）であらわされ、αは式（３７）であらわされる。
　なお、本実施の形態は、変調方式をＱＰＳＫおよび１６ＱＡＭのときを例に説明したがこれに限ったものではない。したがって、本実施の形態を拡張すると、以下のように考えることができる。変調方式Ａと変調方式Ｂがあり、変調方式ＡのＩ－Ｑ平面における信号点数をａ、変調方式ＢのＩ－Ｑ平面における信号点の数をｂとし、ａ＜ｂとする。すると、本発明のポイントは以下のように与えることができる。
　以下の２つの項目を満たす。
・ｓ１の変調方式が変調方式Ａ、ｓ２の変調方式が変調方式Ｂの場合とｓ１の変調方式が変調方式Ｂ、ｓ２の変調方式が変調方式Ｂの場合をサポートしている場合、両者の場合で使用するプリコーディング後に規則的に位相変更を行う方法を同一とする。
・ｓ１の変調方式が変調方式Ｂ、ｓ２の変調方式が変調方式Ｂの場合ｖ２＝ｕ２であり、ｓ１の変調方式が変調方式Ａ、ｓ２の変調方式が変調方式Ｂの場合、ｖ２＜ｕ２の条件を満たす。
　このとき、図９３を用いて説明したベースバンド信号入れ替えは、実施してもよいし、実施しなくてもよい。ただし、ｓ１の変調方式が変調方式Ａ、ｓ２の変調方式が変調方式Ｂの場合、ＰＡＰＲの影響を考慮すると、上記で述べたベースバンド信号入れ替えを実施するとよい。
　または、以下の２つの項目を満たす。
・ｓ１の変調方式が変調方式Ａ、ｓ２の変調方式が変調方式Ｂの場合とｓ１の変調方式が変調方式Ｂ、ｓ２の変調方式が変調方式Ｂの場合をサポートしている場合、両者の場合でプリコーディング後に規則的に位相変更を行う方法は同一であり、プリコーディング行列は式（Ｇ３）であらわされる。
・ｓ１の変調方式が変調方式Ｂ、ｓ２の変調方式が変調方式Ｂの場合ｖ２＝ｕ２であり、ｓ１の変調方式が変調方式Ａ、ｓ２の変調方式が変調方式Ｂの場合、ｖ２＜ｕ２の条件を満たす。
　このとき、図９３を用いて説明したベースバンド信号入れ替えは、実施してもよいし、実施しなくてもよい。ただし、ｓ１の変調方式が変調方式Ａ、ｓ２の変調方式が変調方式Ｂの場合、ＰＡＰＲの影響を考慮すると、上記で述べたベースバンド信号入れ替えを実施するとよい。
　変調方式Ａと変調方式Ｂのセットとしては、（変調方式Ａ、変調方式Ｂ）が（ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ）、（１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ）、（６４ＱＡＭ、１２８ＱＡＭ）、（６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭ）等がある。
　上述の説明では、一方のプリコーディング後の信号に対し、位相変更を行う場合を例に説明しているが、これに限ったものではなく、本明細書に示したように、複数のプリコーディング後の信号に位相変更をする場合についても、本実施の形態を実施することができ、上述で述べた、変調信号のセットとプリコーディング行列の関係（本発明とポイントとなる点）を満たすとよい。
　また、本実施の形態では、プリコーディング行列Ｆを式（Ｇ３）として説明したがこれに限ったものではなく、例えば、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000098
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000099
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000100
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000101
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000102
のいずれかに設定しもよい。ただし、式（Ｇ９）、式（Ｇ１０）において、θ１１、θ２１、λは固定値である（単位はラジアン）。
　本実施の形態では、時間軸方向に位相変更値を切り替える場合を例として説明するが、他の実施の形態の説明と同様に、ＯＦＤＭ方式のようなマルチキャリア伝送を用いている場合、周波数軸方向に位相変更値を切り替える場合についても、同様に実施することができる。このとき、本実施の形態で用いているｔをｆ（周波数（（サブ）キャリア））に置き換えることになる。また、時間―周波数軸方向で、位相変更値を切り替える場合についても同様に実施することが可能である。なお、本実施の形態におけるプリコーディング後に規則的に位相変更を行う方法は、本明細書で説明したプリコーディング後に規則的に位相変更を行う方法に限定されるものではない。
　また、受信装置は、本実施の形態における２つの変調方式の設定パターンいずれにおいても、実施の形態Ｆ１で述べた受信方法を用いて、復調、検波が行われることになる。
　本発明は、複数のアンテナからそれぞれ異なる変調信号を送信する無線システムに広く適用でき、例えばＯＦＤＭ－ＭＩＭＯ通信システムに適用して好適である。また、複数の送信箇所を持つ有線通信システム（例えば、ＰＬＣ（Ｐｏｗｅｒ　Ｌｉｎｅ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）システム、光通信システム、ＤＳＬ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ　Ｌｉｎｅ：デジタル加入者線）システム）において、ＭＩＭＯ伝送を行う場合についても適用することができ、このとき、複数の送信箇所を用いて、本発明で説明したような複数の変調信号を送信することになる。また、変調信号は、複数の送信箇所から送信されてもよい。
３０２Ａ，３０２Ｂ　符号化器
３０４Ａ，３０４Ｂ　インタリーバ
３０６Ａ，３０６Ｂ　マッピング部
３１４　信号処理方法情報生成部
３０８Ａ，３０８Ｂ　重み付け合成部
３１０Ａ，３１０Ｂ　無線部
３１２Ａ，３１２Ｂ　アンテナ
３１７Ａ，３１７Ｂ　位相変更部
４０２　符号化器
４０４　分配部
５０４＃１，５０４＃２　送信アンテナ
５０５＃１，５０５＃２　受信アンテナ
６００　重み付け合成部
７０１＿Ｘ，７０１＿Ｙ　アンテナ
７０３＿Ｘ，７０３＿Ｙ　無線部
７０５＿１　チャネル変動推定部
７０５＿２　チャネル変動推定部
７０７＿１　チャネル変動推定部
７０７＿２　チャネル変動推定部
７０９　制御情報復号部
７１１　信号処理部
８０３　ＩＮＮＥＲ　ＭＩＭＯ検波部
８０５Ａ，８０５Ｂ　対数尤度算出部
８０７Ａ，８０７Ｂ　デインタリーバ
８０９Ａ，８０９Ｂ　対数尤度比算出部
８１１Ａ，８１１Ｂ　Ｓｏｆｔ－ｉｎ／ｓｏｆｔ－ｏｕｔデコーダ
８１３Ａ，８１３Ｂ　インタリーバ
８１５　記憶部
８１９　係数生成部
９０１　Ｓｏｆｔ－ｉｎ／ｓｏｆｔ－ｏｕｔデコーダ
９０３　分配部
１２０１Ａ，１２０１Ｂ　ＯＦＤＭ方式関連処理部
１３０２Ａ，１３０２Ａ　シリアルパラレル変換部
１３０４Ａ，１３０４Ｂ　並び換え部
１３０６Ａ，１３０６Ｂ　逆高速フーリエ変換部
１３０８Ａ，１３０８Ｂ　無線部

Claims (2)

  1. 　複数のベースバンド信号から同一の周波数帯域かつ同一の時刻に送信される複数の信号を生成する信号生成方法であって、
    　第１の複数ビットから生成された第１のベースバンド信号ｓ１をｕ倍し、第２の複数ビットから生成された第２のベースバンド信号ｓ２をｖ倍し、前記ｕと前記ｖとは互いに異なる実数であり、
    　前記ｕ倍された第１のベースバンド信号ｓ１及び前記ｖ倍された第２のベースバンド信号ｓ２の両方に対して位相変更を行い、位相変更後の信号ｕ×ｓ１’及び位相変更後の信号ｖ×ｓ２’を生成し、
    　前記位相変更後の信号ｕ×ｓ１’と、前記位相変更後の信号ｖ×ｓ２’とに対して、所定の行列Ｆに応じた重み付け合成を行い、第１の重み付け合成信号ｚ１と第２の重み付け合成信号ｚ２を、前記同一の周波数帯域かつ同一の時刻に送信される複数の信号として生成し、
    　前記第１の重み付け合成信号ｚ１及び前記第２の重み付け合成信号ｚ２は、（ｚ１、ｚ２）Ｔ＝Ｆ（ｕ×ｓ１’、ｖ×ｓ２’）Ｔを満たし、
    　前記u倍された第１のベースバンド信号ｓ１及び前記ｖ倍された第２のベースバンド信号ｓ２に対して施される位相変更量は、それぞれＮ個の位相変更量の候補を切り替えながら選択された一つの位相変更量であり、前記Ｎ個の位相変更量のそれぞれは、所定の期間内で少なくとも一回選択される、信号生成方法。
  2. 　複数のベースバンド信号から同一の周波数帯域かつ同一の時刻に送信される複数の信号を生成する信号生成装置であって、
    　第１の複数ビットから生成された第１のベースバンド信号ｓ１をｕ倍し、第２の複数ビットから生成された第２のベースバンド信号ｓ２をｖ倍し、前記ｕと前記ｖとは互いに異なる実数であるパワー変更部と、
    　前記ｕ倍された第１のベースバンド信号ｓ１及び前記ｖ倍された第２のベースバンド信号ｓ２の両方に対して位相変更を行い、位相変更後の信号ｕ×ｓ１’及び位相変更後の信号ｖ×ｓ２’を生成する位相変更部と、
    　前記位相変更後の信号ｕ×ｓ１’と、前記位相変更後の信号ｖ×ｓ２’とに対して、所定の行列Ｆに応じた重み付け合成を行い、第１の重み付け合成信号ｚ１と第２の重み付け合成信号ｚ２を、前記同一の周波数帯域かつ同一の時刻に送信される複数の信号として生成する重み付け合成部とを備え、
    　前記第１の重み付け合成信号ｚ１及び前記第２の重み付け合成信号ｚ２は、（ｚ１、ｚ２）Ｔ＝Ｆ（ｕ×ｓ１’、ｖ×ｓ２’）Ｔを満たし、
    　前記u倍された第１のベースバンド信号ｓ１及び前記ｖ倍された第２のベースバンド信号ｓ２に対して施される位相変更量は、それぞれＮ個の位相変更量の候補を切り替えながら選択された一つの位相変更量であり、前記Ｎ個の位相変更量の候補のそれぞれは、所定の期間内で少なくとも一回選択される、信号生成装置。
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